Transistorkontakten er et grundlæggende element i informationselektronikenheder og mange kraftelektronikenheder.

I fig. 9.11a viser diagrammet over den enkleste nøgle på bipolær transistor, forbundet ifølge et kredsløb med en fælles emitter, i fig. 9.11 b er der et diagram over indgangsspændingen, og i fig. 9,11 V – udgangsspænding.

Lad os først se på driften af ​​en transistorkontakt i stabil tilstand. Indtil tidspunkt t 1 er transistorens emitterforbindelse låst af en negativ indgangsspænding, transistoren er i afskæringstilstand.

Fig.9.11. Skema af den enkleste switch på en bipolær transistor og diagrammer over dens drift

I denne tilstand er IK = -I b =IK 0 (IK 0 er den omvendte kollektorstrøm), I E 0. Forsømmer vi den lille omvendte kollektorstrøm I K0, får vi i k = i b  0. I dette tilfælde U R b  U R k  0; U være  U 2; U ke  E K. (Fig. 9.11 c).

I intervallet t 1  t 2 vælges værdien af ​​modstand R b og indgangsspænding U 1 således, at transistoren er i mætningsområdet, eller tæt på det.

I denne tilstand er transistoren åben, og følgende forhold er opfyldt:

Et lavt input (kontrol) potentiale svarer således til et højt potentiale ved kontaktudgangen og omvendt. Denne funktionsmåde kaldes invers. Ofte arbejder nøglekredsløb mod hinanden og så vil indgangs(styre)spændingen have form af et udgangssignal, hvilket betyder, at kredsløbsparametrene under hensyntagen til mulig indgangsinterferens skal beregnes på en sådan måde, at indgangsspændingen gør ikke overskride en vis tærskelværdi. For eksempel for siliciumtransistorer sikres pålidelig kobling med et niveau på 0,4 V. Pålidelig oplåsning af transistoren sikres, forudsat at følgende forhold er opfyldt:

. Derudover skal der tages højde for, at R K skal vælges således, at kollektorstrømmen, når transistoren er åben, ikke overstiger det maksimalt tilladte for den valgte type transistor. Det vil sige

.

Pålidelig åbning af transistoren ledsages af dens overgang til mætningsområdet, mens strøm I Knas flyder i kollektorkredsløbet. , defineret af relationen

. Spændingen U CE i mætningstilstand er forskellig for forskellige typer transistorer og ligger normalt i intervallet 0,08 ÷ 1 V. Den mindste basisstrøm, der kræves for at sikre mætningstilstand, bestemmes af udtrykket:

.

Mætningsdybden estimeres gennem mætningskoefficienten q us, som viser, hvor mange gange den reelle basisstrøm er større end minimumsværdien af ​​basisstrømmen, der er nødvendig for at sikre mætningstilstand. Det vil sige:

.

Med q valgt, kan vi beregne nøgleelementer i statisk tilstand. I den forbindelse bør man være styret af følgende overvejelser. Mætningstilstanden skal være tilvejebragt for forskellige tilfælde af transistorer af den valgte type ved et givet temperaturområde. En stigning i basisstrømmen i mætningstilstand reducerer værdien af ​​U CE, hvilket reducerer den frigivne effekt i transistorens udgangskredsløb, men samtidig øges den frigivne effekt i dets inputkredsløb. Derudover reducerer en stigning i basisstrømmen overgangstiden fra en lukket tilstand til en åben tilstand (til mætningstilstand), men forsinker den tid, transistoren forlader mætningstilstand. Baseret på disse overvejelser tager beregningerne q us =1,5 ÷ 2.

Vi vil overveje den dynamiske driftstilstand for nøglen vist i fig. 9.11 på timingdiagrammerne for dens drift. Figur 9.12 viser tidsdiagrammer, der forklarer processen med at tænde for transistorkontakten.

Fig.9.11. Tidsdiagrammer til at tænde for transistorkontakten

Når en indgangsomskifterspænding påføres, begynder genopladning af barrierekapaciteterne for emitter S E og kollektor SK-forbindelserne, derfor, når indgangsspændingen på tidspunktet t 1 ændres brat, forbliver transistoren låst, da spændingen ved dens indgangskapacitet ikke kan ændres brat. Strøm vil begynde at strømme gennem basismodstanden og ændre U be, selvom transistoren selv fortsætter med at forblive låst. Forsinkelsestiden kan tilnærmelsesvis bestemmes af formlen:

t 3 = in,

hvor  in = R b (S E + S K), U bo - indledende forskydning U b e - forårsaget af den udragende indgangsspænding - U 2.

Værdien af ​​t 3 er normalt ikke stor. Derfor bliver denne tid ofte forsømt i beregninger.

Når spændingen U når en vis tærskelværdi U er tærskelværdien, vil transistoren begynde at låse op og danne fronten af ​​udgangssignalet tf. I dette tilfælde stiger kollektorstrømmen eksponentielt, indtil transistoren går i mætningstilstand. På dette tidspunkt falder U eq =U ud eksponentielt, indtil værdien U e us nås. .

Varigheden af ​​den negative kant kan bestemmes i henhold til formlen:

,

hvor  a er tidskonstanten for basiskredsløbet,

- basestrøm ved overgang til mætningstilstand.

Størrelsen af ​​den negative front kan estimeres ved at betragte et typisk eksempel. Så hvis  a =2 μs;  st =50;

= 1 mA;

=5 mA, så = 0,2 µs.

Transistorens samlede tændingstid bestemmes af summen t 3 + t f.

Fra tidspunktet t 3 ændres strømmene af kollektoren, emitteren og basen praktisk talt ikke, men ladningen i basen fortsætter med at stige med tidskonstanten  H og slutter efter tiden t H = (2÷3)  H.

Processen med at slukke for transistorkontakten er illustreret i fig. 9.12. og begynder fra det øjeblik, det negative input-kontrolpotentiale (-U 2) påføres (tid t 1), sker processen med at slukke for transistoren i to trin: resorption af den overskydende ladning (indtil tidspunkt t 2) og dannelsen af en positiv kant (indtil tidspunkt t 3).

Ladningen akkumuleret i bunden af ​​en åben transistor kan ikke øjeblikkeligt spredes, og i en vis periode ændres kollektorstrømmen ikke. Med en tilstrækkelig stor blokeringsspænding kan resorptionstiden bestemmes af formlen

t p =  H q us I k.us. /( st I b),

hvor  H er mætningstidskonstanten; I b – hop i basisstrømmen i det øjeblik, kontakten begynder at slukke. I resorptionsintervallet bestemmes basisstrømmen (uden at tage hensyn til Ube) af forholdet:

.

Fig.9.12. Tidsdiagrammer til at slukke for transistorkontakten

Under dannelsesintervallet af den positive front fortsætter koncentrationen af ​​ikke-ligevægtsbærere med at falde, strømmen Ik falder betydeligt, og spændingen Uke stiger. Ved afslutningen af ​​sluk-tiden (efter tidspunktet t 3) bliver kollektorstrømmen lig med basisstrømmen, emitterforbindelsen er forspændt i den modsatte retning, basisstrømmen falder hurtigt i størrelse og bliver næsten lig nul.

I den undersøgte ordning er resorptionstiden t dissipation væsentlig længere end alle andre tidspunkter, så henfalds- og etableringstiden kan negligeres. Det skal huskes, at jo større modulet for basisomskifterstrømmen er, jo kortere er resorptionstiden, og jo større mætningskoefficienten er, desto længere er resorptionstiden.

Kvantitativ analyse af transiente processer udføres mest bekvemt ved hjælp af softwarepakker til maskinanalyse af elektroniske kredsløb (for eksempel Micro - Cap V osv.)

En af måderne at øge ydeevnen på er at forhindre mætning af transistoren for at reducere resorptionstiden gennem specielle kredsløbsløsninger. I fig. Figur 9.13 viser en implementeringsmulighed for en umættet transistorkontakt med ulineær negativ spændingsfeedback på en højfrekvent diode.

Fig.9.13. Umættet nøgleimplementeringsmulighed

Forspændingen Ucm i et sådant kredsløb er valgt i området 0,4÷ 0,6V. Ordningen fungerer som følger. Mens transistoren er langt nok fra mætningsområdet, lukkes dioden VD af spænding E K. Ved grænsen af ​​den aktive tilstand og mætningstilstanden viser spændingen U KB sig at være tæt på nul og dioden åbner p.g.a. U CM. Herefter forgrenes en del af indgangssignalkildestrømmen til diodekredsløbet, basisstrømmen falder, og transistoren går ikke i mætningstilstand.

I fig. Figur 9.14 viser en version af et umættet switch-kredsløb, hvor ikke-lineær negativ feedback er implementeret gennem en Schottky-diode med en tændspænding på ca. 0,25 V. Ved brug af en Schottky-diode kræves ingen yderligere forspændingskilde.

Fig.9.14. Umættet kontakt på en Schottky-diode

For at beskrive konverteringskredsløbet og kompilere dets matematiske model erstattes grenen med kontakten med en aktiv modstand R (t), arten af ​​ændringen i tid er givet af produktet af kontaktmodstanden i åben tilstand (stor i værdi, men endelig) af CF, skiftende fra nul til én ved øjeblikkelig nøgleskift. Lad os forklare dette ved at bruge eksemplet med en to-switch AC RO.  

For at reducere introducerede fejl skal samplings- og lagerenheder have en lille fremadgående signalpassage i lagertilstand, et lavt niveau af switching interferens, analogt styrede switches må ikke have restspænding, betydelige lækstrømme i åben tilstand, switch modstanden i den lukkede tilstand. tilstand skal være minimal, polariteten af ​​det skiftede signal - evt.  

Antallet af tegn på divisionskoefficienten bestemmes af det mulige område af modstandsmodstande, da det, som det kan ses af fig. 5 - 4, i, for ikke at påvirke tasternes resterende parametre, skal den nedre modstand være 1 - 2 størrelsesordener mere modstand gk på den lukkede nøgle, og den større modstand er 2 - 3 størrelsesordener mindre end modstanden RK på den åbne nøgle.  

Indgangsspændingen U er forbundet til belastningen ved hjælp af styreimpulser, der skifter transistorer T1 og T% til dyb mætning. Samtidig falder nøglens modstand kraftigt, og spændingen U leveres til kredsløbets udgang. På omhyggelig udvælgelse transistorer, kan switchen skifte meget små signaler med en fejl på omkring 20 μV i et bestemt temperaturområde.  

Den omvendte strøm af en åben symmetrisk kontakt er lig med halvdelen af ​​forskellen i transistorernes omvendte strømme. Modstanden af ​​den lukkede kontakt på germaniumtransistorer er omkring 10 ohm, på silicium - 30 ohm. Ved brug af siliciumtransistorer overstiger omskifterstrømmen ikke 0 1 μA, germaniumtransistorer - 5 μA.  

Når kontakten K er lukket, bestemmes dens modstand af overgangskontaktmodstanden; når kontakten K er åben, bestemmes dens modstand af kredsløbets isolationsmodstand. I praksis er modstanden af ​​en lukket kontakt nul, og den for en åben kontakt er uendelig.  

I virkeligheden kan nøglens modstand ikke ændre sig brat fra nul til uendelig, da store spændinger mellem nøglens kontakter vil forårsage en elektrisk gnist mellem dem eller elektrisk lysbue. Derudover har hver spole en fordelt kapacitans mellem sine vindinger, ligesom der er en kapacitans mellem de divergerende kontakter på en nøgle; derfor sker omskiftningsprocessen i en begrænset tidsperiode At, hvor den hurtigt strømmende overgangsproces fra begyndelsen til tidspunktet for afslutningen af ​​omskiftningen er afsluttet. Denne transiente proces kan, afhængigt af forholdet mellem parametrene, være aperiodisk eller oscillerende med en meget høj frekvens, og energiforskellen WM (- 0) - WM (0) bruges i kredsløbsmodstanden, især i modstanden mellem nøglekontakterne, eller i stråling på meget høj frekvens. Vi betragter ikke denne proces, som foregår i tiden At, under den ovennævnte idealisering. Men hvis vi overvejer det, så vil udsagn formuleret i § 9.4 være gyldige. fysiske forhold kommutation - invariansen af ​​strømme i spolerne og spændinger på kondensatorerne, samt invariansen af ​​energierne lagret i spolerne og kondensatorerne.  

I virkeligheden kan nøglens modstand ikke ændre sig brat fra nul til uendelig, da store spændinger mellem nøglens kontakter vil forårsage en elektrisk gnist eller lysbue mellem dem. Derudover har hver spole en fordelt kapacitans mellem sine vindinger, ligesom der er en kapacitans mellem en nøgles divergerende kontakter; derfor sker omskiftningsprocessen i en begrænset tidsperiode At, hvor den hurtigt strømmende overgangsproces fra begyndelsen til tidspunktet for afslutningen af ​​omskiftningen er afsluttet. Denne transiente proces kan, afhængigt af forholdet mellem parametrene, være aperiodisk eller oscillerende med en meget høj frekvens, og energiforskellen WM (- 0) - 1 m (0) bruges i kredsløbets modstand, især i modstanden mellem nøglens kontakter, eller i stråling ved meget høj frekvens. Denne proces, som finder sted i tid A, er ikke taget med i ovenstående idealisering. Men hvis vi overvejer det, så vil de fysiske koblingsbetingelser formuleret i § 9 - 3 være gyldige - invariabiliteten af ​​strømme i spolerne og spændinger på kondensatorerne, såvel som invariansen af ​​energierne lagret i spolerne og kondensatorerne.  

I virkeligheden kan nøglens modstand ikke ændre sig brat fra nul til uendelig, da store spændinger mellem nøglens kontakter vil forårsage en elektrisk gnist eller lysbue mellem dem. Denne transiente proces kan, afhængigt af forholdet mellem parametrene, være aperiodisk eller oscillerende med en meget høj frekvens, og energiforskellen Ww (- 0) - W № (0) bruges i kredsløbets modstand, især i modstanden mellem nøglens kontakter, eller i stråling ved meget høj frekvens. Men hvis vi overvejer det, så vil de fysiske koblingsbetingelser formuleret i § 9 - 3 være gyldige - invariansen af ​​strømme i spolerne og spændinger på kondensatorerne, såvel som invariansen af ​​energierne lagret i spolerne og kondensatorerne.  

I et DAC-kredsløb, der anvender transistorstrømgeneratorer, kan strømomskiftning udføres i kollektorkredsløbet. I dette tilfælde introducerer nøglemodstanden ikke en mærkbar fejl på grund af kredsløbets høje modstand. Imidlertid kan låste nøglelækager føre til betydelig unøjagtighed. Den samlede lækage af alle låste nøgler bør ikke overstige halvdelen af ​​den laveste strøm.  

For eksempel kan afbrydermodstandens ulinearitet, når kontakten er åben, og dens afhængighed af temperaturen svækkes ved at forbinde en modstand i serie med nøglen, hvis modstand er væsentligt større end kontaktmodstanden. Modstand felteffekttransistorer i åben tilstand varierer det normalt fra 50 til 200 ohm. Inkludering af en modstand med en modstand på 2 - 5 kOhm i serie med transistoren eliminerer praktisk talt fejlen forårsaget af ulinearitet og afhængigheden af ​​kontaktmodstanden på temperaturen.  

Lukning af /C-tasten fører til hurtig afladning af kondensatoren. Afladningshastigheden afhænger af nøglens modstand i lukket tilstand. Den fremadgående vej af savtandspændingen i dette kredsløb dannes, når kontakten er åben, og den omvendte vej dannes, når kontakten er lukket. For at implementere dette princip skal generatoren således indeholde en oplader eller afladningsenhed, en integrerende kondensator og en kontakt.  

I delta-sigma-konvertere kan en modstand og en stabiliseret spændingsreference også bruges til at generere strømimpulser, da summeringspunktet faktisk er ved jordpotentiale. I dette tilfælde er det nødvendigt at sikre, at modstanden af ​​den lukkede nøgle er mindre end modstanden af ​​modstanden, og ændringer i nøglens modstand vil ikke forårsage drift.  

Transistoren går fra cutoff-tilstand til mætningstilstand og tilbage ikke øjeblikkeligt, men over en vis periode. Denne inerti af bipolær transistor er forårsaget af to hovedfaktorer: akkumuleringen af ​​minoritetsbærerladning i basen og kapacitanserne af kollektor C- og emitter-C-forbindelserne. Derudover er varigheden af ​​transiente processer af transistorkontakten påvirket af belastningskapacitansen MED n .

Beregning af varigheden af ​​transiente processer i en transistorkontakt udføres ved hjælp af lademetoden, baseret på det faktum, at i basen kompenseres volumenladningen af ​​minoritetsbærere, dvs. basen er elektrisk neutral.

Opladningsmetode. Da minoritetsbærerne i basen (p-regionen) er elektroner, så bestemmer basestrømmen i b (t), når u være > U otn, akkumuleringshastigheden af ​​elektroner dq/dt i den (q er ladningen af ​​minoritetsbærere) og kompenserer for deres fald q/t som følge af rekombination (t er levetiden for minoritetsbærere i basen). Derudover går basisstrømmen til at genoplade kondensatorerne "Sk og Se, når spændingen ved overgangene ændres. Følgelig

Hvis de kapacitive strømme af kollektor- og emitterforbindelserne er små, er ligning (7.2) forenklet:

dq/dt + q/t = i b (t) (7,3)

I en stationær tilstand, når dq/dt = 0,

q = tIb, (7,4)

dvs. overladningen af ​​minoritetsbærere i basen er proportional med basisstrømmen. Dette forhold gælder ikke kun i aktiv tilstand, men også i transistorens mætningstilstand.

Ved hjælp af ligning (7.2) eller (7.3) kan man bestemme rumladningen af ​​minoritetsbærere i basen som funktion af tiden. Ved beregning af pulskredsløb ved hjælp af transistorer er hovedinteressen imidlertid at bestemme loven om ændring i kollektorstrømmen.

I transistorens aktive driftstilstand, forudsat at fordelingen af ​​koncentrationen af ​​minoritetsladningsbærere i basen er lineær, er der et forhold, der med en kendt tilnærmelse giver forholdet mellem ladningen af ​​minoritetsbærere i basen og transistorens kollektorstrøm:

(7.5)

Denne relation er gyldig i en stationær tilstand med høj nøjagtighed. I overgangsregimet, hvis varighed står i forhold til tidspunktet for udbredelse af bærere langs basen, krænkes den lineære karakter af fordelingen af ​​minoritetsbærere i basen.

Ved at løse ligning (7.2) eller (7.3) og bruge relation (7.5) kan man bestemme ændringsloven for kollektorstrømmen for en given basisstrøm. Lad os transformere ligning (7.3) ifølge Laplace, da dette forenkler løsningsproceduren for forskellige begyndelsesbetingelser:

(7.6)

hvor q(0) er startværdien af ​​ladningen fra minoritetsbærere i basen; r - Laplace operatør.

Tænd forsinkelse. Lad os overveje processen med at tænde en transistorkontakt, forudsat at spændingen på tidspunktet /o ved dens indgang ændres brat fra U b - til U b + (fig. 7.5). Strømmen indstilles i basiskredsløbet

Selvom styrespændingen ændres brat, stiger potentialforskellen mellem basen og emitteren, primært på grund af tilstedeværelsen af ​​kapacitanser C e og C k, til værdien U ot, hvor transistoren åbner, men ikke umiddelbart, men over en vis tid . Kollektorstrømpulsen begynder således i tidspunktet, dvs. med en vis forsinkelse i forhold til det øjeblik, hvor oplåsningsspændingen påføres. Tidsintervallet t bygning = t 1 – t 0 bestemmer varigheden af ​​forsinkelsesfasen - tid, hvor der sker genopladning af kondensatorerne S e og Sk . Da kapacitive strømme strømmer gennem transistoren på dette tidspunkt, er transistorens ækvivalente kredsløb

Ris. 7.6. Tilsvarende nøglekredsløb

Ris. 7 5. Forbigående processer i nøglen til OE

n

og forsinkelsestrinnet inkluderer eksterne modstande og junction kapacitanser (fig. 7.6).

I en transistoromskifter, normalt Rb > Rk, får vi derfor et første-ordens kredsløb, hvis man ser bort fra Rk, hvor transientprocessen er bestemt af relationen

Når belastningskapacitansen af ​​transistorkontakten Cn er i forhold til eller større end den samlede kapacitans af overgangene,

Efter udskiftning får vi

Forsinkelsesfasen slutter når

Det er derfor

Dannelse af fronten. Når emitterforbindelsen på tidspunktet t 1 åbner, begynder processen med at øge kollektorstrømmen, ledsaget af et fald i kollektorspændingen. Kollektorstrømmen stiger indtil tidspunktet t2, når transistoren går i mætningstilstand. I tidsintervallet t 1 …t 2 . forsiden af ​​den aktuelle puls dannes. Front varighed t f = t 1 + t 2 kan bestemmes ud fra ligning (7.6). Da den indledende rumladning q(0) = 0, og

Ved at erstatte udtryk (7.9) med (7.5), får vi:

Således ændres både volumenladningen af ​​minoritetsbærere i basen og kollektorstrømmen under dannelsen af ​​fronten ifølge en eksponentiel lov. Når i til (t 2) = I til og ladningen af ​​minoritetsbærere i basen når værdien q (t 2) = tI til os / h 21e, dannelsen af ​​frontender. Ved hjælp af relation (7.9) får vi en formel til at beregne varigheden af ​​fronten

(7.11)

OG Af det resulterende forhold følger det, at en stigning i basisomskifterstrømmen fører til et fald i varigheden af ​​kollektorstrømmens frontimpuls. Hvis den kapacitive strøm under dannelsen af ​​fronten er sammenlignelig med transistorens kollektorstrøm, så er det for at beregne t f i formel (7.11) nødvendigt at erstatte t med t eq fra (7.8).

P efter at transistoren går ind i mætningstilstanden, ophører strømmene k og spændingen u k med at ændre sig, men processen med ladningsakkumulering fortsætter i henhold til den eksponentielle lov i overensstemmelse med udtryk (7.9), dog er tidskonstanten her anderledes: t us = (0,8...0,9)t.

Da akkumuleringsprocessen er eksponentiel af natur, kan den tid, hvor ladningen af ​​minoritetsbærere når en stationær værdi, beregnes ved hjælp af formlen tus = (0,8...0,9)tus.

Dette afslutter processen med at tænde for transistorkontakten.

Transistor switch driftsprincip

Enheder, der behandler pulserede signaler, kaldes pulserende enheder. Blandt forskellige pulsapparater Elektroniske nøgler indtager en fremtrædende plads. Der løber ingen strøm gennem en ideel åben kontakt. Spændingen over en ideel lukket kontakt er nul. Nøgletilstanden ændres under påvirkning af signaler, der leveres til en eller flere indgange.
Mest bred anvendelse Som elektroniske switche fandt jeg en transistorkaskade ifølge et kredsløb med en OE i forstærkningsklasse D (dvs. i switch mode). Diagrammet af en sådan kaskade er vist i fig. 15.2. I switch-tilstand kan transistoren være i en af ​​to tilstande - i cutoff-tilstand eller i mætningstilstand.
I afskæringstilstand er nøglen åben. Kun en lille omvendt strøm løber gennem transistoren jegke O. Spænding i kollektor-emitter-sektionen. Strøm tabt i transistoren Rådner =jegke O × UTil lille, fordi strømmen er lille.
For at transistorkontakten skal være i åben tilstand, er det nødvendigt at påføre en negativ forspænding til basen, dvs. . Til dette formål bruges ofte en ekstra bias-kilde - Yesm og modstand R 2 (stiplet linje i fig. 15.2) Med denne forbindelse skabes forspændingen af ​​to kilder Yesm og nuværende kilde jegkeåh, dvs.
. (15.1)
Troende Ub< 0, получим
,



hvor
. (15.2)
Når transistoren er i mætningstilstand, elektronisk nøgle lukket. En mætningsstrøm løber gennem transistoren, hvis værdi er begrænset af en modstand RTil. Forsømmer den lave mætningsspænding, kan vi skrive
. (15.3)
Mætningstilstand opnås ved basisstrøm
. (15.4)
Som i cutoff-tilstand er den tabte effekt i transistoren i mætningstilstand lille, fordi der er lidt Un.
Basisstrømmen i mætningstilstand skabes af spændingskilder UVX Og ESM. I dette tilfælde kan base-emitter-sektionen af ​​transistoren betragtes som kortsluttet. Det er derfor
.
Mætningsbetingelsen (15.4) har formen
. (15.5)
Udtryk (15.5) giver dig mulighed for at bestemme den nødvendige værdi R 1.
I øjeblikket produceres elektroniske nøgler i mikrokredsløbsversioner. For eksempel indeholder K564 KT3-mikrokredsløbet fire tovejskontakter og er designet til at skifte analoge og digitale signaler med en strøm på op til 10 mA.

1. Taster på bipolære transistorer......................................... ................................ 2

1.1.Generelle oplysninger......................................................... ............................................................ ........... ......... 2

a) Ideel nøgle......................................................... ........................................................... ...................... 2

b) Ægte nøgle ................................................... ........................................................... ........................ 2

c) Transistorafbryderkredsløb.................................................. ............................................... 3

1.2.Model af en bipolær transistor........................................... ...................................... 3

1.3.Bipolær driftstilstand npn transistor.......................................................... 4

1.Aktiv tilstand:........................................................ ............................................................ ............ ..4

2.I afskæringstilstand:........................................... ............................................................ ............ .4

2.a) I dyb afskæringstilstand:................................................ ..................................................................... 4

2.b) Afskæringsgrænse med aktiv tilstand:........................................ ............... 5

3.I mætningstilstand:................................................ .................................................................... 5

3.a) Mætningsgrænse med aktiv tilstand:........................................ .......... 5

4. Omvendt tilstand......................................................... ............................................................ ... 5

1.4.Transistorkontakt med OE......................................... ........................................................ 6

2. Restparametre for nøglen på BT.......................................... ........................................................ 9

2.1.Residualparametre for en lukket transistor........................................... ............................ 9

2.2.Residualparametre for den mættede transistor........................................... ........... 12

3. Komposit transistorkontakt.......................................... ...................................................... 15

3.1.???........................................................................................................................... 15

a) Hvis transistor VT1 er låst, så........................................... ...................... 17

b) Hvis transistoren er mættet, så ................................... ..... ........................ 17

3.2.Multi-emitter transistor i switching mode........................................... ........... ...... 19

a) Server lav spænding til enhver indgang ................................................ ............................ 20

2. Tænder bipolære transistorer

2.1. Generel information

Transistorkontakter er enheder, der skifter (lukker eller åbner) elektriske kredsløb ved hjælp af et styreindgangssignal.

Anvendelse af nøgler - er grundlaget for mikrokredsløb.

Tasterne har to statiske tilstande: lukket og åben.

1) Ideel nøgle

Ris. 1.1.a: Nøgleordning

Lukket tilstand (x.x.) nøglemodstand Åben tilstand (x.x.)

Overgang ideel nøgle fra en tilstand til en anden sker øjeblikkeligt, dvs. varigheden af ​​forbigående processer er "0".

2) Ægte nøgle

har en endelig modstand http://pandia.ru/text/78/356/images/image009_52.gif" width="72 height=25" height="25">.

I åben tilstand en lille strøm løber i en rigtig nøgle..jpg" width="230" height="267">

Ris. 1.1.b: OE nøgle

Ris. 1.1.c: Nøgle OB

Ris. 1.1.g: Tast OK

strøm- og spændingsforstærkning

afhænger af

Muligheden for deres sekventielle aktivering afhænger af nøglernes egenskaber.

Transistorer i elektroniske nøgler kan fungere i følgende tilstande:

· afskæringer;

· mætning;

· aktiv;

· omvendt.

- injektionskoefficient;

http://pandia.ru/text/78/356/images/image020_35.gif" width="90" height="25">- diffusionskoefficient;

Call" href="/text/category/koll/" rel="bookmark">samler er ubetydelige;

http://pandia.ru/text/78/356/images/image023_32.gif" width="137" height="50"> - overførselskoefficient.

2) effekten af ​​modulering af basisbredden, når spændingen ved base-kollektorforbindelsen ændres, ikke tages i betragtning (emitterens effektivitet afhænger ikke af strømmen);

3) injektionsstrømtætheden er lav (graden af ​​basisdoping forbliver konstant og lav).

2.3. Driftstilstand for bipolær n-p-n transistor

I ethvert kredsløb, uanset om det fungerer i statisk eller dynamisk tilstand, fungerer transistoren til enhver tid i en af ​​følgende tilstande: aktiv, cutoff, mætning, invers.

1. Aktiv tilstand:

Emitterforbindelsen er fremadrettet, kollektorforbindelsen er omvendt forspændt. Potentielt aktiv tilstandskriterium n-p-n BT:

Ris. 1.3.a: ???

2. I afskæringstilstand:

emitter- og kollektorforbindelser er forspændte i den modsatte retning..gif" width="64" height="25 src=">.

2.1) I dyb afskæringstilstand:

hvis spændingen, der blokerer emitter- og kollektorforbindelserne, væsentligt overstiger temperaturpotentialet.

Potentielt kriterium:

http://pandia.ru/text/78/356/images/image028_24.gif" width="92" height="25">;

http://pandia.ru/text/78/356/images/image029_24.gif" width="92" height="25">;

2.2) Afskæringsgrænse med aktiv tilstand:

hvis kollektorforbindelsen er låst, og spændingen ved emitterforbindelsen er "0".

http://pandia.ru/text/78/356/images/image026_27.gif" width="64" height="25">;

3. I mætningstilstand:

begge kryds er fremadrettet (dobbelt injektionstilstand).

http://pandia.ru/text/78/356/images/image026_27.gif" width="64" height="25">;

3.1) Mætningsgrænse med aktiv tilstand:

hvis emitterforbindelsen er fremadrettet, og spændingen ved kollektorforbindelsen er nul:

http://pandia.ru/text/78/356/images/image031_21.gif" width="64" height="25">;

4. Omvendt tilstand

kaldes tilstanden, når emitterforbindelsen er forspændt i den modsatte retning, og kollektorforbindelsen er fremadrettet. I dette tilfælde fungerer opsamleren som en emitter, det vil sige, at den sprøjter bærere ind i basen, og emitteren udfører en opsamlers funktioner.

http://pandia.ru/text/78/356/images/image026_27.gif" width="64" height="25">.

I transistorafbrydere kan transistoren fungere i alle de specificerede tilstande. Hvis BT'en arbejder i afskæringstilstand eller i aktiv tilstand ved meget lave kollektorstrømme, så er det en åben kontakt. Hvis den fungerer i mætningstilstand eller aktiv tilstand ved høje kollektorstrømme, fungerer den som en lukket kontakt. Under overgangen fra en tilstand til en anden fungerer BT i aktiv tilstand.

2.4. Transistorkontakt med OE

I forstærkertrinnet arbejder BT med små signaler () i aktiv tilstand. I nøglen - med store.

Punkt A- skæringspunktet mellem lastlinjen og den karakteristiske linje ved svarer til den aktive tilstand.

På dette tidspunkt http://pandia.ru/text/78/356/images/image037_21.gif" width="197" height="25 src=">,

hvor http://pandia.ru/text/78/356/images/image039_22.gif" width="28" height="25 src=">.gif" width="79" height="25 src="> . "-" tegnet betyder, at det har ændret retning modsat den, der er vist i diagrammet. Det er muligt at ændre retning, hvis indgangssignalets polaritet er (). Dette betyder, at emitterforbindelsen er omvendt forspændt. Forskydningsretningen af ​​kollektorforbindelsen er ikke ændret og forbliver vendt.

Ved punkt "O" er begge overgange således forskudt i den modsatte retning, og dette punkt svarer til transistor cutoff mode.

Hvis du øger indgangssignalet, vil driftspunktet passere gennem punkt "A", basisstrømmen vil stige, og driftspunktet vil bevæge sig langs belastningens lige linje mod punkt "H".

Når basisstrømmen stiger, og kollektorstrømmen stiger, falder kollektorspændingen:

.

Så længe transistoren fungerer i aktiv tilstand, er kollektorstrømmen relateret til basisstrømmen med forholdet:

hvor http://pandia.ru/text/78/356/images/image045_18.gif" width="31" height="25"> og samlerens aktuelle:

http://pandia.ru/text/78/356/images/image045_18.gif" width="31" height="25">-??? basisstrøm.

Samlerspænding:

Derfor http://pandia.ru/text/78/356/images/image049_15.gif" width="42" height="25 src=">er brøkdele af en volt, og

det vil sige, at den når sin maksimale værdi.

I mætningstilstand http://pandia.ru/text/78/356/images/image053_16.gif" width="28" height="25"> og afhænger ikke af transistorens parametre.

Den lineære forbindelse http://pandia.ru/text/78/356/images/image040_21.gif" width="25" height="25 src=">brydes. Så snart transistortilstanden bevæger sig til punkt "H ”, ophører kollektorstrømmen med at afhænge af basisstrømmen En stigning i basisstrømmen fører ikke til en mærkbar ændring i kollektorstrømmen, dvs. positionen af ​​driftspunktet “H” vil praktisk talt ikke ændre sig.

Transistoren er skiftet til mætningstilstand.

Transistoren er ved mætningsgrænsen, når ..gif" width="64" height="25 src=">), kaldes den begrænsende basisstrøm.

Nuværende mætningskriterium:

Således bestemmes mætningstilstanden ikke af de absolutte værdier af strømmene, men forhold basisstrøm og basisgrænsestrøm.

Hvis transistoren fungerer i mætningstilstand (), fører en stigning til en stigning i mætningsdybden.

Mætningsgrad http://pandia.ru/text/78/356/images/image058_16.gif" width="162 height=56" height="56">

3. Resterende nøgleparametre på BT

3.1. Restparametre for en lukket transistor

a) Når værdien af ​​blokeringsspændingen ved emitterforbindelsen ændres, dvs. når afskæringsdybden () ændres, vil basisstrømmen ændres ikke og forbliver lige . Denne ligestilling kaldes nuværende cutoff-kriterium.

b) Både i dyb cutoff-tilstand og ved cutoff-grænsen , emitterstrøm.

Nøglens ækvivalente kredsløb i afskæringstilstand kan repræsenteres som:

Skift udgangsspænding

http://pandia.ru/text/78/356/images/image066_12.gif" width="104" height="25">;

http://pandia.ru/text/78/356/images/image068_11.gif" width="120" height="50 src=">.

For at opretholde afskæringstilstanden, når der skiftes fra og modstande, er det nødvendigt at opfylde følgende betingelse:

clear:venstre; margin-left:20px;">

Sluk-tærsklen for en transistor er en betinget værdi..gif" width="45" height="25">. Accepteres normalt.

3.2. Restparametre for en mættet transistor.

Ris. 2.2.a Betegnelse for spændinger ved transistorens terminaler

a) Den mindste af restspændingerne er . Derfor er det tilrådeligt at bruge en switch, således at restspændingen er , det vil sige, at det foretrukne kredsløb er en switch med en OE.

b) Afhængighed af restspændinger af mætningsgraden

Ris. 2.2.b: Afhængighed af restspændinger af mætningsgraden

er spændingerne ved åbne kryds, stiger de med stigende.

falder med stigning.

c) I reelle transistorer afhænger restspændinger af spændingsfaldene over lagenes volumetriske modstande. Ved høje strømme stiger spændingsfaldene.

Da "K" laget har en stor modstand og længde??? strømmen gennem den er høj, et skjult "n+" underlag indføres i designet af den epitaksiale-plane transistor.

d) Den svage afhængighed af interelektrodespændinger på "N" giver os mulighed for at præsentere det ækvivalente kredsløb af en transistor i mætningstilstand i følgende form:

http://pandia.ru/text/78/356/images/image086_7.gif" width="240" height="47 src=">.

Fordi restspændingerne er små sammenlignet med strømforsyningsspændingen 0 " style="border-collapse:collapse">

Ris. 2.2.d: Transistor-ækvipotentialpunkt

4. Komposit transistorkontakt

4.1. ???

Hvis OE-nøglens belastning er en tilstrækkelig stor kapacitet, har nøglen lav ydeevne.

Lad os antage, at transistoren i nøglekredsløbet slukker øjeblikkeligt.

Ris. 3.1.a: Nøglediagram efter skift (tidligere var det mættet)