Jeśli wcześniej baza elementów zasilaczy systemowych nie budziła żadnych wątpliwości - wykorzystywano standardowe mikroukłady, dziś mamy do czynienia z sytuacją, w której poszczególni twórcy zasilaczy zaczynają produkować własną bazę elementów, która nie ma bezpośrednich odpowiedników między elementami ogólnego przeznaczenia. Jednym z przykładów takiego podejścia jest układ FSP3528, który jest używany w wielu urządzeniach duże ilości zasilacze systemowe produkowane pod marką FSP.

Układ FSP3528 został znaleziony w następujących modelach zasilaczy systemowych:

- FSP ATX-300GTF;

- FSP A300F–C;

- FSP ATX-350PNR;

- FSP ATX-300PNR;

- FSP ATX-400PNR;

- FSP ATX-450PNR;

- ComponentPro ATX-300GU.

Rys.1 Pinout układu FSP3528

Ponieważ jednak produkcja mikroukładów ma sens tylko w ilościach masowych, trzeba być przygotowanym na to, że można ją spotkać także w innych modelach zasilaczy FSP. Nie spotkaliśmy jeszcze bezpośrednich analogów tego mikroukładu, więc jeśli zawiedzie, należy go zastąpić dokładnie tym samym mikroukładem. Jednak w sprzedaży detalicznej sieć handlowa FSP3528 nie można kupić, dlatego można go spotkać jedynie w zasilaczach systemu FSP, które zostały odrzucone z innego powodu.

Rys. 2 Schemat funkcjonalny sterownika FSP3528 PWM

Układ FSP3528 dostępny jest w 20-pinowej obudowie DIP (rys. 1). Przeznaczenie styków mikroukładu opisano w tabeli 1, a ryc. 2 pokazuje to schemat funkcjonalny. Tabela 1 pokazuje dla każdego pinu mikroukładu napięcie, jakie powinno pojawić się na styku, gdy mikroukład jest włączony w typowy sposób. Typowym zastosowaniem chipa FSP3528 jest jego zastosowanie jako części submodułu sterującego zasilaniem komputer osobisty. Podmoduł ten zostanie omówiony w tym samym artykule, ale nieco niżej.

Tabela 1. Przyporządkowanie pinów kontrolera PWM FSP3528

№	Sygnał	We/Wy	Opis
		Wejście	Napięcie zasilania +5V.
	KOMP	Wyjście	Błąd wyjścia wzmacniacza. Wewnątrz chipa pin jest podłączony do nieodwracającego wejścia komparatora PWM. Na tym pinie generowane jest napięcie będące różnicą pomiędzy napięciami wejściowymi wzmacniacza błędu E/A+ i E/A - (pin. 3 i pin. 4). Podczas normalnej pracy mikroukładu na styku występuje napięcie około 2,4 V.
	E/A-	Wejście	Wejście odwracające wzmacniacza błędu. Wewnątrz chipa wejście to jest obciążone napięciem 1,25 V. Powstaje napięcie odniesienia 1,25 V źródło wewnętrzne. Podczas normalnej pracy mikroukładu na styku powinno być obecne napięcie 1,23 V.
	E/A+	Wejście	Wejście wzmacniacza błędu nieodwracającego. Wejście to może służyć do monitorowania napięć wyjściowych zasilacza, tj. styk ten można uznać za wejście sygnałowe informacja zwrotna. W rzeczywistych obwodach do tego styku doprowadzany jest sygnał zwrotny, uzyskany poprzez zsumowanie wszystkich napięć wyjściowych zasilacza (+3,3 V /+5 V /+12 V ). Podczas normalnej pracy mikroukładu na styku powinno być obecne napięcie 1,24 V.
	TREM		Styk sterujący opóźnieniem sygnału WŁ./WYŁ (sygnał sterujący załączeniem zasilania). Do tego pinu podłączony jest kondensator czasowy. Jeżeli kondensator ma pojemność 0,1 µF, wówczas opóźnienie włączenia ( Tona ) wynosi około 8 ms (w tym czasie kondensator ładuje się do poziomu 1,8 V), a opóźnienie wyłączenia ( Elegant ) wynosi około 24 ms (w tym czasie napięcie na kondensatorze przy jego rozładowaniu spada do 0,6 V). Podczas normalnej pracy mikroukładu na tym styku powinno znajdować się napięcie około +5 V.
		Wejście	Wejście sygnału włączenia/wyłączenia zasilania. W specyfikacji złączy zasilających ATX sygnał ten jest oznaczony jako PS - WŁ. Sygnał REM jest sygnałem TTL i jest porównywany przez wewnętrzny komparator z poziomem odniesienia 1,4 V. Jeśli sygnał REM spadnie poniżej 1,4 V, układ PWM uruchomi się i zasilacz zacznie działać. Jeśli sygnał REM zainstalowany w wysoki poziom(więcej niż 1,4 V), wówczas mikroukład zostaje wyłączony, a zatem zasilanie zostaje wyłączone. Napięcie na tym pinie może osiągnąć maksymalną wartość 5,25 V, chociaż typowa wartość to 4,6 V. Podczas pracy należy obserwować na tym styku napięcie około 0,2V.
			Rezystor zadawania częstotliwości wewnętrznego oscylatora. Podczas pracy na styku występuje napięcie około 1,25 V.
			Kondensator do ustawiania częstotliwości wewnętrznego oscylatora. Podczas pracy należy obserwować napięcie piłokształtne na styku.
		Wejście	Wejście czujnika przepięcia. Sygnał z tego pinu porównywany jest przez wewnętrzny komparator z wewnętrznym napięciem odniesienia. Wejście to może służyć do sterowania napięciem zasilania mikroukładu, kontrolowania jego napięcia odniesienia, a także do organizowania wszelkich innych zabezpieczeń. W typowym użyciu podczas normalnej pracy mikroukładu na tym pinie powinno występować napięcie około 2,5 V.
			Styk sterujący opóźnieniem sygnału PG (moc dobra) ). Do tego pinu podłączony jest kondensator czasowy. Kondensator 2,2 µF zapewnia opóźnienie czasowe 250 ms. Napięcia odniesienia dla tego kondensatora czasowego wynoszą 1,8 V (podczas ładowania) i 0,6 V (podczas rozładowywania). Te. po włączeniu zasilania sygnał PG jest ustawiony na wysoki poziom w momencie, gdy napięcie na tym kondensatorze czasowym osiąga 1,8 V. A gdy zasilanie zostanie wyłączone, sygnał PG jest ustawiony na niski poziom w momencie rozładowania kondensatora do poziomu 0,6V. Typowe napięcie na tym pinie wynosi +5 V.
		Wyjście	Zasilanie Dobry sygnał - odżywianie jest normalne. Wysoki poziom sygnału oznacza, że ​​wszystkie napięcia wyjściowe zasilacza odpowiadają wartościom znamionowym, a zasilacz pracuje normalnie. Niski poziom sygnału wskazuje na awarię zasilania. Stan tego sygnału kiedy normalne działanie Zasilanie wynosi +5V.
	VREF	Wyjście	Precyzyjne napięcie odniesienia z dopuszczalne odchylenie nie więcej niż ±2%. Typowa wartość tego napięcia odniesienia wynosi 3,5 V.
	V 3.3	Wejście	Sygnał zabezpieczenia przeciwprzepięciowego w kanale +3,3 V. Napięcie podawane jest na wejście bezpośrednio z kanału +3,3 V.
		Wejście	Sygnał zabezpieczenia nadnapięciowego na kanale +5 V. Napięcie podawane jest na wejście bezpośrednio z kanału +5 V.
	V 12	Wejście	Sygnał zabezpieczenia przepięciowego na kanale +12 V. Na wejście podawane jest napięcie z kanału +12 V przez dzielnik rezystancyjny. W wyniku zastosowania dzielnika na tym styku powstaje napięcie około 4,2V (pod warunkiem, że w kanale jest 12 V napięcie wynosi +12,5 V)
		Wejście	Wejście dla dodatkowego sygnału zabezpieczenia przepięciowego. Wejście to można wykorzystać do zorganizowania zabezpieczenia poprzez inny kanał napięciowy. W praktyczne schematy Ten kontakt jest najczęściej używany do ochrony przed zwarcie w kanałach -5 V i -12 V . W praktycznych obwodach na tym styku ustawia się napięcie około 0,35 V. Gdy napięcie wzrośnie do 1,25 V, zabezpieczenie zostanie uruchomione, a mikroukład zostanie zablokowany.
			"Ziemia"
		Wejście	Wejście do regulacji czasu „martwego” (czas, w którym impulsy wyjściowe mikroukładu są nieaktywne - patrz rys. 3). Nieodwracające wejście wewnętrznego komparatora czasu martwego jest odchylane o 0,12 V przez źródło wewnętrzne. Pozwala to ustawić minimalną wartość czasu „pomiaru” dla impulsów wyjściowych. Czas „martwy” impulsów wyjściowych jest regulowany poprzez zastosowanie do wejścia DTC napięcie stałe w zakresie od 0 do 3,3 V. Im wyższe napięcie, tym krótszy cykl pracy i dłuższy czas „martwy”. Styk ten jest często używany do zapewnienia „miękkiego” startu po włączeniu zasilania. W praktycznych obwodach na tym pinie ustawiane jest napięcie około 0,18 V.
		Wyjście	Kolektor drugiego tranzystora wyjściowego. Po uruchomieniu mikroukładu na tym styku powstają impulsy, które następują w przeciwfazie do impulsów na styku C1.
		Wyjście	Kolektor pierwszego tranzystora wyjściowego. Po uruchomieniu mikroukładu na tym styku powstają impulsy, które następują w przeciwfazie do impulsów na styku C2.

Rys.3 Podstawowe parametry impulsów

Układ FSP3528 to kontroler PWM zaprojektowany specjalnie do sterowania konwerterem impulsów push-pull zasilacza systemowego komputera osobistego. Cechy tego mikroukładu to:

- obecność wbudowanego zabezpieczenia przed przepięciami w kanałach +3,3V/+5V/+12V;

- obecność wbudowanego zabezpieczenia przed przeciążeniem (zwarciem) w kanałach +3,3V/+5V/+12V;

- obecność wielofunkcyjnego wejścia do organizowania jakiejkolwiek ochrony;

- obsługa funkcji załączenia zasilania sygnałem wejściowym PS_ON;

- obecność wbudowanego obwodu z histerezą do generowania sygnału PowerGood (zasilanie jest normalne);

- obecność wbudowanego precyzyjnego źródła napięcia odniesienia z dopuszczalną odchyłką 2%.

W modelach zasilaczy, które zostały wymienione na samym początku artykułu, układ FSP3528 znajduje się na płytce submodułu sterującego zasilaniem. Ten podmoduł znajduje się po stronie wtórnej zasilacza i reprezentuje płytka drukowana, umieszczone pionowo, tj. prostopadle do płyty głównej zasilacza (rys. 4).

Rys.4 Zasilanie z modułem FSP3528

Submoduł ten zawiera nie tylko chip FSP3528, ale także pewne elementy jego „orurowania”, które zapewniają funkcjonowanie chipa (patrz rys. 5).

Rys.5 Podmoduł FSP3528

Płytka podmodułu sterującego posiada dwustronny montaż. Na tylnej stronie płytki znajdują się elementy natynkowe - SMD, które swoją drogą dają największa liczba problemy z powodu niezbyt wysokiej jakości lutowania. Submoduł posiada 17 styków ułożonych w jednym rzędzie. Cel tych kontaktów przedstawiono w tabeli 2.

Tabela 2. Przyporządkowanie styków podmodułu FSPЗ3528-20D-17P

№	Przypisanie kontaktu
	Wyjściowe impulsy prostokątne przeznaczone do sterowania tranzystorami mocy zasilacza
	Sygnał wejściowy uruchomienia zasilania ( PS_ON)
	Wejście sterujące napięciem kanału +3,3 V
	Wejście sterujące napięciem kanału +5 V
	Wejście sterujące napięciem kanału +12 V
	Wejście zabezpieczenia zwarciowego
	Nie używany
	Zasilanie Dobre wyjście sygnału
	Katoda regulatora napięcia AZ431
	AZ 431
	Wejście napięcia odniesienia regulatora AZ 431
	Katoda regulatora napięcia AZ431
	Ziemia
	Nie używany
	Napięcie zasilania VCC

Na płycie submodułu sterującego, oprócz układu FSP3528, znajdują się jeszcze dwa sterowane stabilizatory AZ431(analogicznie do TL431) które nie są w żaden sposób połączone z samym kontrolerem FSP3528 PWM, a przeznaczone są do sterowania obwodami znajdującymi się na płycie głównej zasilacza.

Jako przykład praktycznej realizacji mikroukładu FSP3528 na rys. 6 przedstawiono schemat podmodułu FSP3528-20D-17P. Submoduł sterujący stosowany jest w zasilaczach FSP ATX-400PNF. Warto zaznaczyć, że zamiast diody D5, na płytce zainstalowana jest zworka. Czasami dezorientuje to poszczególnych specjalistów, którzy próbują zainstalować diodę w obwodzie. Założenie diody zamiast zworki nie zmienia funkcjonalności układu - powinien działać zarówno z diodą jak i bez diody. Jednak instalacja diody D5 może zmniejszyć czułość obwodu zabezpieczającego przed zwarciem.

Rys.6 Schemat submodułu FSP3528-20D-17P

Takimi podmodułami są w rzeczywistości jedyny przykład zastosowanie mikroukładu FSP3528, dlatego awaria elementów submodułu jest często mylona z awarią samego mikroukładu. Ponadto często zdarza się, że specjaliści nie są w stanie zidentyfikować przyczyny nieprawidłowego działania, w wyniku czego zakłada się, że mikroukład jest uszkodzony, a zasilacz odkłada się w „dalszym kącie” lub nawet spisuje.

W rzeczywistości awaria mikroukładu jest dość rzadka. Dużo bardziej podatne na awarie są elementy submodułów, a przede wszystkim elementy półprzewodnikowe (diody i tranzystory).

Obecnie można rozważyć główne awarie podmodułu:

- awaria tranzystorów Q1 i Q2;

- awaria kondensatora C1, której może towarzyszyć jego „pęcznienie”;

- awaria diod D3 i D4 (jednocześnie lub osobno).

Awaria pozostałych elementów jest mało prawdopodobna, jednak w każdym przypadku, jeśli podejrzewa się awarię submodułu, należy najpierw sprawdzić lutowanie elementów SMD od strony płytki drukowanej.

Diagnostyka chipów

Diagnostyka sterownika FSP3528 nie różni się niczym od diagnostyki wszystkich innych nowoczesnych sterowników PWM do zasilaczy systemowych, o czym pisaliśmy już nie raz na łamach naszego magazynu. Ale mimo to po raz kolejny ogólny zarys, podpowiemy Ci, jak sprawdzić, czy submoduł działa prawidłowo.

W celu sprawdzenia należy odłączyć zasilanie diagnozowanego submodułu od sieci i podać na jego wyjścia wszystkie niezbędne napięcia ( +5V, +3,3V, +12V, -5V, -12V, +5V_SB). Można to zrobić za pomocą zworek z innego, sprawnego zasilacza systemu. W zależności od obwodu zasilania może zaistnieć potrzeba dostarczenia oddzielnego napięcia zasilania +5 V na pinie 1 submodułu. Można to zrobić za pomocą zworki pomiędzy pinem 1 submodułu a linią +5V.

Jednocześnie w kontakcie C.T.(cd. 8) powinno pojawić się napięcie piłokształtne i na styku VREF(pin 12) powinien się pojawić napięcie stałe +3,5 V.

Następnie należy zewrzeć sygnał do masy PS-ON. Odbywa się to poprzez zwarcie do masy styku złącza wyjściowego zasilacza (zwykle zielony przewód) lub styku 3 samego submodułu. W takim przypadku na wyjściu submodułu (pin 1 i pin 2) oraz na wyjściu mikroukładu FSP3528 (pin 19 i pin 20) powinny pojawić się prostokątne impulsy, następujące w przeciwfazie.

Brak impulsów wskazuje na awarię submodułu lub mikroukładu.

Chciałbym zauważyć, że przy stosowaniu takich metod diagnostycznych należy dokładnie przeanalizować obwody zasilacza, ponieważ metodologia testowania może się nieznacznie zmienić w zależności od konfiguracji obwodów sprzężenia zwrotnego i obwodów ochronnych. tryby awaryjne działanie zasilacza.

• GTX 1060 Gigabyte Windforce za grosze na XPERT.RU. "> GTX 1060 Gigabyte Windforce za grosze w XPERT.RU.
• GTX 1070 w XPERT.RU - najfajniejsze non-ref dla większości niskie ceny
• Dużo GTX 1060 od 17 t.r. w Citylinku. Musimy to wziąć

Możesz zaznaczyć fragmenty tekstu, które Cię interesują,
które będą dostępne poprzez unikalny link w pasek adresu przeglądarka.

Zasilacz ATX: konwersja na wzmacniacz niskiej częstotliwości (część 2)

serj 22.10.2011 00:00 Strona: 3 z 3| | wersja do druku | | archiwum

• Strona 1: Modernizacja zasilacza impulsowego, opis problemu, FSP ATX-300GTF, usunięcie nadmiaru, wybór sposobu uzyskania podwyższonego napięcia wyjściowego, przezwojenie transformatora, powielacz
• Strona 2: Transformator dodatkowy, dobór i obliczenia transformatora, diod prostowniczych, transformatora zasilającego, cewki indukcyjnej
• Strona 3: Udoskonalenie obwodu sterownika zasilacza, zakłócenia wysokoczęstotliwościowe, obserwacje i wnioski, wnioski

Udoskonalenie obwodu sterownika zasilania

Zasilacz komputera dostarcza wiele napięć wyjściowych i musi kontrolować ich obecność w określonych granicach. Jeżeli napięcie będzie za niskie lub za wysokie, zabezpieczenie powinno zadziałać i wyłączyć zasilanie. Zasilacz, o którym mowa, nie ma takiej „menażerii” (jest inny) i próba jego włączenia doprowadzi do natychmiastowego wyłączenia - w obwodzie nie ma napięć +5 V i 3,3 V. Faktycznie mogłyby zostałyby zaoszczędzone, ale spowodowałoby to zmniejszenie i tak już niewystarczającej przestrzeni. Cóż, będziesz musiał oszukać sterownik i zasymulować brakujące napięcia.

W zasilaczu FSP ATX-300GTF układem sterującym jest FSP3528. Dokumentacji na ten temat nie ma zbyt wiele, a raczej jest ona całkowicie nieobecna. Jeśli chodzi o przypisanie pinów i sygnały sterujące, bliski (ale nie kompletny!) analog można nazwać KA3511. Dla odmiany od razu widać inny współczynnik podziału sygnału OVP12, czyli tam, gdzie miały się „wspinać”. Będziemy musieli poszukać opcje alternatywne i forum strony rom.by może w tym pomóc, z którego wyciągnięto przybliżony ślad kontrolera na chipie FSP3528:

Podczas modyfikacji część mocy pozostaje niezmieniona, ale należy dostosować sprzężenie zwrotne i zabezpieczenie przed przekroczeniem/niedoregulowaniem. Zacznijmy od tego ostatniego, zwykle jednostka testowa w mikroukładzie jest zorganizowana w następujący sposób (zaczerpnięty z opisu mikroukładu KA3511):

Jeżeli którekolwiek napięcie wyjściowe przekroczy próg, następuje zadziałanie komparatora OVP i wyłączenie zasilania. Gdy napięcie jest zbyt niskie, wyjście komparatora UVP jest ustawiane na 0, co wyłącza tranzystor i umożliwia ładowanie zewnętrznego kondensatora Tuvp (przez pin 17). Gdy kondensator zostanie naładowany do napięcia 1,8 V, poziom wyjściowy będzie wysoki, co zablokuje sygnał PWM i doprowadzi do wyłączenia zasilania.

Udoskonalenie można przeprowadzić na dwa sposoby - lub utworzyć standardowe napięcia 12 V, 5 V i 3,3 V za pomocą dzielników rezystancyjnych. Lub drugą opcją jest nie przejmować się tymi wszystkimi niepotrzebnymi działaniami i po prostu przyłożyć 0 woltów do wejść V12, V5 i V3.3. W tym przypadku zabezpieczenie UVP zadziała, ale zostanie zablokowane przez zwarcie pinu 17 do masy - obwód zabezpieczający będzie czekał na sygnał wyłączenia „bardzo długo”. To rozwiązanie jest dobre, ponieważ napięcie wyjściowe może być dowolne, nawet regulowane (regulowane), a kontrola napięcia nie będzie Ci siadać pod nogami. Jeśli jednak potrzebujesz kontroli nad nadmiarem, do obwodu OVP można przyłożyć jedno lub dwa napięcia.

Cóż, przestudiowaliśmy sprzęt, możemy przejść do FSP3528. I od razu prezent - ten sterownik nie ma węzła UVP i nie trzeba nic robić z wejściami sterującymi, wystarczy je odłączyć od reszty obwodu (lub zewrzeć do masy).

Następnym krokiem jest odbudowa łańcucha stabilizacyjnego. Sądząc po obwodzie FSP ATX-300GTF, kontroler stabilizuje napięcie wyjściowe na trzech napięciach: 12, 5 i 3,3. Częściowo rozumiem, jak 12 V i 5 V znalazło się na tej liście, ale co ma z tym wspólnego 3,3? Znaczenie ucieka. Jednak to „ich sprawa”; w zmodyfikowanym zasilaczu obwód sprzężenia zwrotnego zostanie przerobiony i wszystkie te „naddatki” zostaną usunięte.

W pierwszej wersji sprzężenie zwrotne pobierane było z wyjść „+40 V” i „+12 V” przez dwa identyczne rezystory 10 kOhm na rezystor zmienny. W obwodzie pomiędzy tym punktem a masą zainstalowano dodatkowy rezystor 430 omów. Dla porównania Vref = 1,25 V. Napięcie wyjściowe było regulowane w zakresie +11...+16 V (na wyjściu „+12 V”), pozostałe wyjścia zmieniano proporcjonalnie.

Zmodyfikowany zasilacz wykazał następujące wyniki:

Załaduj prąd kanały, A	Woltaż wyjście +12 V, V	Woltaż wyjście -12 V, V	Woltaż wyjście +40 V, V	Woltaż wyjście -40 V, V
Na biegu jałowym	11.60	-11.66	40.90	-40.88
„+40 V” 1 A	12.48	-12.56	40.01	-44.79
„+40 V” 2 A	12.58	-12.75	39.82	-46.17
„-40 V” 1 A	11.50	-11.50	40.93	-36.88
„-40 V” 2 A	11.36	-11.22	41.11	-35.40
„+12 V” 1 A	11.11	-11.57	41.45	-41.50
„+12 V” 2 A	10.92	-11.58	41.62	-42.09
„-12 V” 1 A	11.35	-10.60	41.19	-41.37
„-12 V” 2 A	11.25	-10.16	41.23	-41.30
„+40 V” 4 A	13.09	-13.24	39.47	-46.71
„-40 V” 4 A	11.15	-10.71	41.41	-32.23

Przedstawienie danych liczbowych w formularzu jest dość trudne cechy jakościowe spróbujmy przedstawić wyniki w formie graficznej. Jeśli po prostu przeniesiesz uzyskane liczby na wykresy, wówczas napięcia dodatnie i ujemne „rozejdą się” w różnych kierunkach i porównanie jakościowe to nie zadziała. Spróbujmy inaczej, przeliczmy wszystkie wartości na 100%, a dla wartości ujemnych przyjmiemy wartość bezwzględną – w rezultacie wszystkie cztery wykresy będą przebiegać obok siebie, a to jest wymagane.

Charakterystyki obciążenia zostały pobrane tylko do czterech amperów, dalszy wzrost prąd był bez znaczenia - wyjście „-40 V” przekroczyło próg „-25%”:

Kolory wykresu:

• Ciemnoczerwony, +40 V.
• Ciemnozielony, -40 V.
• Szary, +12 V.
• Niebieski, -12 V.

Hmmm. Wady stabilizacji tylko napięć dodatnich są dość wyraźnie widoczne - układ praktycznie nie „widzi” wzrostu zużycia na wyjściach ujemnych, w wyniku czego ich napięcie jest znacznie obniżone. Spójrz na dwie ostatnie linie - kanał „+40 V” jest utrzymywany na poziomie około 40 woltów, podczas gdy „-40 V” robi coś niezrozumiałego. Będziemy musieli wprowadzić ujemne wyjścia do obwodu stabilizacji. Nie potrzebuję jednak kanału „+/-12 V”, więc wystarczy dodać tylko „-40 V”.

Oprócz zmniejszonej stabilności napięć ujemnych istnieje jeszcze jeden problem - poziom tętnienia wraz z częstotliwością sieci. Przy tętnieniach i szumach konwersji wszystko jest proste - większy kondensator, a potem kolejny filtr LC i problem znika. Pulsacje o niskiej częstotliwości powstają jednak z powodu nieskutecznego sprzężenia zwrotnego. Dlaczego nie? Niestabilność częstotliwości sieci wpływa na wszystkie wyjścia, co oznacza, że ​​muszą one występować również na wyjściach dodatnich, objętych sprzężeniem zwrotnym, które może wszystko wyeliminować. Niestety, na wyjściach zainstalowane są kondensatory o znacznej pojemności, a prąd obciążenia jest bardzo niski.

Dzięki temu kondensatory ładują się w szczytach pulsacji o niskiej częstotliwości i praktycznie nie zmieniają swojego napięcia w okresie pulsacji. Oznacza to, że napięcie na nieobciążonych wyjściach nie zawiera tętnień, a sprzężenie zwrotne „nie widzi” żadnych zmian, w związku z czym nie może ich wyeliminować. Na przykład, gdy tylko wyjście „-12 V” jest obciążone prądem o natężeniu 2 A, nie tylko jego napięcie (-10,16 V) jest znacznie zmniejszone, ale także tętnienie wraz z częstotliwością sieci gwałtownie wzrasta, aż do 1,5 wolta. Jeśli wytworzysz prąd obciążenia wystarczający do rozładowania kondensatorów magazynujących kanały sprzężenia zwrotnego („+12 V” lub „+40 V”), wówczas wyjście „-12 V” powróci do normy, wartość tętnienia zostanie zmniejszona do 50 mV .

Są więc dwa problemy - rozszerz sprzężenie zwrotne, dodając do niego wyjście „-40 V” i w jakiś sposób wprowadź sprzężenie zwrotne za pomocą sygnału przemiennego dla tego samego wyjścia „-40 V”.

Na schemacie czerwonym i zielonym krzyżykiem zaznaczono elementy i trasy, które należy usunąć. Po lewej stronie górny róg dodano obwód sprzężenia zwrotnego zasilania. Wyjście „+40 V” jest podłączone przez rezystor 22 kOhm i łańcuch 2,2 kOhm + 0,1 μF, „+12 V” przez rezystor 10 kOhm i obwód do odwracania prądu z ujemnego wyjścia „-40 V” jest zaimplementowany na pozostałych elementach. Dodatkowy obwód 47 kOhm i 0,1 µF zmniejsza poziom tętnienia na wyjściu -40 V, co pokazano w prawej górnej części rysunku.

Po modyfikacji zasilacz wykazał następujące cechy:

Załaduj prąd kanały, A	Woltaż wyjście +12 V, V	Woltaż wyjście -12 V, V	Woltaż wyjście +40 V, V	Woltaż wyjście -40 V, V
Na biegu jałowym	11.83	-11.89	40.79	-40.59
„+40 V” 1 A	12.09	-12.20	38.78	-42.26
„+40 V” 2 A	12.18	-12.34	38.54	-42.26
„+40 V” 4 A	12.60	-12.83	37.91	-41.90
„-40 V” 1 A	12.04	-12.05	41.98	-38.54
„-40 V” 2 A	12.24	-12.15	41.84	-38.21
„-40 V” 4 A	12.79	-12.59	41.38	-37.40
„+12 V” 1 A	11.47	-11.87	41.08	-40.89
„+12 V” 2 A	11.26	-11.80	41.22	-41.20
„-12 V” 1 A	11.76	-11.47	40.79	-40.63
„-12 V” 2 A	11.79	-10.78	40.92	-40.34
„+40 V” 5 A	12.95	-13.11	37.44	-41.53
„-40 V” 5 A	13.11	-12.95	41.11	-36.91
„+40 V” 4 A, „-40 V” 1 A	13.29	-13.37	38.10	-40.01
„+40 V” 10 A	14.90	-15.02	35.15	-39.65
„-40 V” 10 A	14.71	-14.77	40.19	-34.37

Poziom pulsacji o niskiej częstotliwości nie przekraczał 50 mV. A co z wysokimi częstotliwościami? Powinniśmy o nich porozmawiać osobno.

Charakterystyka obciążenia jest następująca:

Zasilacz pod każdym względem spełnia wymagane specyfikacje poza jednym - drugi kanał miał mieć +/-20 V, a wyszło +/-12 V. Do tego celu wykorzystano zasilacz gdzie on pójdzie ten zasilacz, napięcie dodatkowy kanał nieistotne, więc po prostu „przymknąłem oko” na naruszenie tej klauzuli. Jeśli chcesz uzyskać inne napięcie, większe niż +/-12 V, musisz zrobić to samo, co w przypadku głównego kanału „+/-40 V” - użyj uzwojenia drugiego transformatora, aby zwiększyć moc wyjściową poziom napięcia. Na przykład, aby uzyskać +/-20 V, musisz wykonać następujące kroki:

1. Należy wykonać kran na każdym uzwojeniu wtórnym transformatora dodatkowego. W rzeczywistości będziesz musiał nawinąć dwa uzwojenia zamiast jednego, z dwoma przewodnikami na ramie;
2. Uzyskanie 20 V wymaga dodania 8 V do istniejącego 12 V. Na sześć zwojów uzwojenia pierwotnego dodatkowo. Transformator ma napięcie 11 woltów, co oznacza, że ​​8 woltów będzie wymagało 8*6/11=4,3 (cztery zwoje).
3. Liczba zwojów uzwojenia wtórnego wynosiła piętnaście, teraz jest ona podzielona na dwie nierówne części - cztery i jedenaście zwojów.
4. Prąd obciążenia kanałów „+/-40 V” i „+/-20 V” przepływa przez mniejsze uzwojenie (cztery zwoje), dlatego warto wziąć pod uwagę grubość użytego drutu. Jeśli wzrost prądu nie jest tak duży, wzmacniacze pasm LF i MF-HF wzmacniacza rzadko działają jednocześnie, wówczas można pozostawić ten sam drut, który jest używany dla całego uzwojenia. Jeżeli poziom prądu może w dłuższej perspektywie znacznie wzrosnąć, wówczas lepiej jest podwoić liczbę przewodów w tym uzwojeniu.
5. Kolejność nawijania może być różna, ponieważ całe uzwojenie może nie zmieścić się na ramie w jednej warstwie, ale wszystkie uzwojenia tego samego typu muszą mieć dokładnie taką samą liczbę zwojów. Spełnienie tego wymogu nie jest trudne, wystarczy zachować ostrożność.

Prawdopodobnie nie ma potrzeby rysowania obwodu ze zmodyfikowanym wyjściem „+/-20 V” - jeśli zrozumiałeś zasadę uzyskiwania „+/-40 V”, to tutaj zastosowano dokładnie tę samą technikę.

Zakłócenia o wysokiej częstotliwości

Zakłócenia w częstotliwości przetwornicy to plaga zasilaczy impulsowych. Gdy się pojawią, rozprzestrzeniają się po wszystkich obwodach i pogarszają wydajność urządzeń. Oni cierpią z tego powodu najbardziej różne typy odbiorniki sygnał analogowy, szczególnie w przypadku połączenia przewodowego bez izolacja elektryczna. Niestety, „wzmacniacz” ma wszystkie te „zalety”, więc problem zakłóceń RF jest bardzo dotkliwy. Rozważmy uproszczoną topologię przetwornika impulsów klasy półmostkowej:

Napięcie sieciowe 220 V jest prostowane mostkiem diodowym UZ1, wygładzane kondensatorem C1 i podawane do przetwornicy. Tylko z niego zaczerpnięte Kluczowe tranzystory, pozostałe elementy nie wpływają na poziom zakłóceń. Tranzystory Q1 i Q2 są połączone naprzemiennie, co powoduje wytworzenie na wyjściu napięcia PWM. Kondensator C2 usuwa składową stałą i przesyła sygnał prądu przemiennego bez tłumienia. Z punktu widzenia występowania interferencji można ją mentalnie „skrócić” i tak naprawdę rysowałem ją na próżno, po prostu nie mogłem stłumić nawyku nie tworzenia niewykonalnych rozwiązań, nawet w formie warunkowej.

Napięcie na uzwojeniu pierwotnym transformatora (piny 6-4) - złożony kształt z bardzo „ostrymi” krawędziami o amplitudzie +/-150 woltów (+/- połowa napięcia zasilania). Aby być choć trochę szczegółowym, załóżmy, że napięcie PWM jest generowane przy cyklu pracy 70%, a napięcie wyjściowe jest ustabilizowane na poziomie 12 woltów. Oznacza to, że każde uzwojenie wtórne otrzymuje napięcie impulsowe o amplitudzie +/-20 woltów.

Nieprzypadkowo uparcie powtarzam o frontach – im ostrzejsza jest amplituda zmian sygnału, tym większe jest jego widmo. „Mała” pojemność uzwojenia nie przewodzi dobrze częstotliwości podstawowej przetwornika, ale „fronty” są zupełnie inne; wysoka częstotliwość, jednostek megaherców i dobrze przechodzi nawet przez „małą” pojemność przeplatającą. Dlatego na napięciach wyjściowych zakłócenia są widoczne nie w postaci częstotliwości przetwarzania (40-80 kHz), ale raczej „przyklejenia”, czyli impulsu oscylacji HF w momentach przełączania frontów tranzystora.

Jak zmniejszyć zakłócenia RF? Ekran został już wykonany, a jego wydajność działania jest dość wysoka… ale to nie wystarczy. Czy powinienem zamontować filtr na wyjściu zasilacza? Dobry pomysł, robią to zbyt często skuteczny środek. W tym zasilaczu zdecydowanie należałoby zrobić coś podobnego, przepuszczając przewody wyjściowe zasilacza przez pierścień ferrytowy, ale to wszystko jest sposób na radzenie sobie z konsekwencjami, a nie z samą chorobą.

Pozostaje tylko jedno do zrobienia - umieść mały kondensator pomiędzy wspólnymi przewodami strony pierwotnej i wtórnej. Pomiędzy tymi obwodami indukowana jest interferencja, co oznacza, że ​​kondensator je „stłumi”. Technika jest stara i stosowana od dawna, ale ma wadę, która ogranicza jej powszechne zastosowanie - „wspólny” przewód części sieciowej obwodu jest dość „brudny” z wysokim poziomem zakłóceń. Wynika to z faktu, że tranzystory przełączają dużą moc przy krótkim czasie przełączania, co powoduje wysoki poziom zakłóceń RF w obwodach mocy.

Zainstalowanie kondensatora pomiędzy „masą” sieci a częściami wyjściowymi zmniejsza poziom szumów w transformatorze, ale zwiększa hałas z obwodów zasilania tranzystorów. Zazwyczaj stosuje się kondensator 470 pF - 4,7 nF (w zależności od wartości aktywnej pojemności uzwojenia) przy napięciu roboczym co najmniej 3000 woltów. Użyłem zwykłego kondensatora „Y” o pojemności 2,2 nF. Skuteczność tłumienia hałasu można sprawdzić na podstawie prądu upływowego pomiędzy obwodami „masowymi” sieci a częściami wyjściowymi urządzenia, dla których między nimi instaluje się rezystor 1 kOhm i mierzone jest napięcie. Wersja oryginalna znajduje się po lewej stronie, po dodaniu kondensatora po prawej stronie:

Wyraźnie widać, że poziom zakłóceń spadł kilkukrotnie. Ale kogo interesują jakiekolwiek prądy upływowe? Przyjrzyjmy się, jakie zmiany zachodzą na wyjściu zasilacza.

Po lewej stronie oscylogram przed montażem kondensatora, po prawej - po:

Zdjęcia wykonano dla mocy obciążenia 40 W. I tutaj także różnice widać gołym okiem. Dodanie kondensatora wyeliminowało „szum o wysokiej częstotliwości”, który powodował większość uszkodzeń. Pozostałe „pałeczki” są łatwo usuwane przez filtr LC na płycie wzmacniacza i nie powodują problemów.

Nie należy zabiegać o szczególnie niski poziom zakłóceń w samym zasilaczu - wyraźnie nie ma tam miejsca na normalne poprowadzenie obwodu masy, a kompaktowe rozmieszczenie elementów mocy stwarza warunki do propagacji zakłóceń przez promieniowanie. Nie bez powodu zasilacze sieciowe produkowane są jako osobne urządzenia w metalowej obudowie.

Obserwacje i wnioski

Po wszystkich modyfikacjach i zmianach otrzymaliśmy następujący zasilacz:

Jego konwersja odbyła się bez żadnych komplikacji i spalonych tranzystorów, co przy zasilaczach impulsowych jest rzadkością. Najważniejsze jest, aby uważać, aby nie usunąć niczego niepotrzebnego, szczególnie w przypadku obwodów źródła rezerwowego. Sprawność nie została konkretnie zmierzona; przy obciążeniu 200 W wynosi około 86 procent. Co ciekawe, zasilacz przed modyfikacją pokazywał sprawność na poziomie 76 proc., ale główne obciążenie powstawało na wyjściu 12 V. No cóż, dodatkowy transformator nie pogarsza znacząco pracy zasilacza, a to dobra wiadomość .

Jeśli chodzi o sam zasilacz, to przy obciążeniu 100 W nie ma w nim elementów bardziej nagrzanych niż 40 stopni. Zasilacz posiada wentylator z termostatem; przy małych obciążeniach jego prędkość obrotowa jest wyjątkowo niska, a wytwarzany poziom hałasu jest nieznaczny. Można by go całkowicie usunąć, jednak konstrukcja grzejników słabo nadaje się do chłodzenia metodą konwekcji naturalnej. Ponadto sprawność wzmacniacza nie jest bynajmniej 100% i będzie on zawierał także radiator. Oznacza to, że wentylator może być bardzo przydatny – nawet przy niewielkim przepływie powietrza wydajność radiatora wzmacniacza wzrasta i można go zmniejszyć.

Udoskonalenie obwodu sterownika zasilacza, zakłócenia wysokoczęstotliwościowe, obserwacje i wnioski, wnioski

• GTX 1060 Gigabyte Windforce za grosze na XPERT.RU. "> GTX 1060 Gigabyte Windforce za grosze w XPERT.RU.
• GTX 1070 na XPERT.RU - najfajniejsze refy w najniższych cenach
• Dużo GTX 1060 od 17 t.r. w Citylinku. Musimy to wziąć

Możesz zaznaczyć fragmenty tekstu, które Cię interesują,
który będzie dostępny poprzez unikalny link w pasku adresu przeglądarki.

Zasilacz ATX: konwersja na wzmacniacz niskiej częstotliwości (część 2)

serj 22.10.2011 00:00 Strona: 3 z 3| | wersja do druku | | archiwum

• Strona 1: Modernizacja zasilacza impulsowego, opis problemu, FSP ATX-300GTF, usunięcie nadmiaru, wybór sposobu uzyskania podwyższonego napięcia wyjściowego, przezwojenie transformatora, powielacz
• Strona 2: Transformator dodatkowy, dobór i obliczenia transformatora, diod prostowniczych, transformatora zasilającego, cewki indukcyjnej
• Strona 3: Udoskonalenie obwodu sterownika zasilacza, zakłócenia wysokoczęstotliwościowe, obserwacje i wnioski, wnioski

Udoskonalenie obwodu sterownika zasilania

Zasilacz komputera dostarcza wiele napięć wyjściowych i musi kontrolować ich obecność w określonych granicach. Jeżeli napięcie będzie za niskie lub za wysokie, zabezpieczenie powinno zadziałać i wyłączyć zasilanie. Zasilacz, o którym mowa, nie ma takiej „menażerii” (jest inny) i próba jego włączenia doprowadzi do natychmiastowego wyłączenia - w obwodzie nie ma napięć +5 V i 3,3 V. Faktycznie mogłyby zostałyby zaoszczędzone, ale spowodowałoby to zmniejszenie i tak już niewystarczającej przestrzeni. Cóż, będziesz musiał oszukać sterownik i zasymulować brakujące napięcia.

W zasilaczu FSP ATX-300GTF układem sterującym jest FSP3528. Dokumentacji na ten temat nie ma zbyt wiele, a raczej jest ona całkowicie nieobecna. Jeśli chodzi o przypisanie pinów i sygnały sterujące, bliski (ale nie kompletny!) analog można nazwać KA3511. Dla odmiany od razu widać inny współczynnik podziału sygnału OVP12, czyli tam, gdzie miały się „wspinać”. Będziesz musiał poszukać alternatywnych opcji, a forum witryny rom.by może w tym pomóc, z którego pobrano przybliżony ślad kontrolera na chipie FSP3528:

Podczas modyfikacji część mocy pozostaje niezmieniona, ale należy dostosować sprzężenie zwrotne i zabezpieczenie przed przekroczeniem/niedoregulowaniem. Zacznijmy od tego ostatniego, zwykle jednostka testowa w mikroukładzie jest zorganizowana w następujący sposób (zaczerpnięty z opisu mikroukładu KA3511):

Jeżeli którekolwiek napięcie wyjściowe przekroczy próg, następuje zadziałanie komparatora OVP i wyłączenie zasilania. Gdy napięcie jest zbyt niskie, wyjście komparatora UVP jest ustawiane na 0, co wyłącza tranzystor i umożliwia ładowanie zewnętrznego kondensatora Tuvp (przez pin 17). Gdy kondensator zostanie naładowany do napięcia 1,8 V, poziom wyjściowy będzie wysoki, co zablokuje sygnał PWM i doprowadzi do wyłączenia zasilania.

Udoskonalenie można przeprowadzić na dwa sposoby - lub utworzyć standardowe napięcia 12 V, 5 V i 3,3 V za pomocą dzielników rezystancyjnych. Lub drugą opcją jest nie przejmować się tymi wszystkimi niepotrzebnymi działaniami i po prostu przyłożyć 0 woltów do wejść V12, V5 i V3.3. W tym przypadku zabezpieczenie UVP zadziała, ale zostanie zablokowane przez zwarcie pinu 17 do masy - obwód zabezpieczający będzie czekał na sygnał wyłączenia „bardzo długo”. To rozwiązanie jest dobre, ponieważ napięcie wyjściowe może być dowolne, nawet regulowane (regulowane), a kontrola napięcia nie będzie Ci siadać pod nogami. Jeśli jednak potrzebujesz kontroli nad nadmiarem, do obwodu OVP można przyłożyć jedno lub dwa napięcia.

Cóż, przestudiowaliśmy sprzęt, możemy przejść do FSP3528. I od razu prezent - ten sterownik nie ma węzła UVP i nie trzeba nic robić z wejściami sterującymi, wystarczy je odłączyć od reszty obwodu (lub zewrzeć do masy).

Następnym krokiem jest odbudowa łańcucha stabilizacyjnego. Sądząc po obwodzie FSP ATX-300GTF, kontroler stabilizuje napięcie wyjściowe na trzech napięciach: 12, 5 i 3,3. Częściowo rozumiem, jak 12 V i 5 V znalazło się na tej liście, ale co ma z tym wspólnego 3,3? Znaczenie ucieka. Jednak to „ich sprawa”; w zmodyfikowanym zasilaczu obwód sprzężenia zwrotnego zostanie przerobiony i wszystkie te „naddatki” zostaną usunięte.

W pierwszej wersji sprzężenie zwrotne pobierane było z wyjść „+40 V” i „+12 V” przez dwa identyczne rezystory 10 kOhm na rezystor zmienny. W obwodzie pomiędzy tym punktem a masą zainstalowano dodatkowy rezystor 430 omów. Dla porównania Vref = 1,25 V. Napięcie wyjściowe było regulowane w zakresie +11...+16 V (na wyjściu „+12 V”), pozostałe wyjścia zmieniano proporcjonalnie.

Zmodyfikowany zasilacz wykazał następujące wyniki:

Załaduj prąd kanały, A	Woltaż wyjście +12 V, V	Woltaż wyjście -12 V, V	Woltaż wyjście +40 V, V	Woltaż wyjście -40 V, V
Na biegu jałowym	11.60	-11.66	40.90	-40.88
„+40 V” 1 A	12.48	-12.56	40.01	-44.79
„+40 V” 2 A	12.58	-12.75	39.82	-46.17
„-40 V” 1 A	11.50	-11.50	40.93	-36.88
„-40 V” 2 A	11.36	-11.22	41.11	-35.40
„+12 V” 1 A	11.11	-11.57	41.45	-41.50
„+12 V” 2 A	10.92	-11.58	41.62	-42.09
„-12 V” 1 A	11.35	-10.60	41.19	-41.37
„-12 V” 2 A	11.25	-10.16	41.23	-41.30
„+40 V” 4 A	13.09	-13.24	39.47	-46.71
„-40 V” 4 A	11.15	-10.71	41.41	-32.23

Przedstawienie danych liczbowych w postaci cech jakościowych jest dość trudne; spróbujmy przedstawić wyniki w formie graficznej. Jeśli po prostu przeniesiesz uzyskane liczby na wykresy, wówczas napięcia dodatnie i ujemne „rozejdą się” w różnych kierunkach, a porównanie jakościowe nie będzie możliwe. Spróbujmy inaczej, przeliczmy wszystkie wartości na 100%, a dla wartości ujemnych przyjmiemy wartość bezwzględną – w rezultacie wszystkie cztery wykresy będą przebiegać obok siebie, a to jest wymagane.

Charakterystyki obciążenia mierzono tylko do czterech amperów, dalszy wzrost prądu był bezcelowy - moc wyjściowa „-40 V” przekroczyła próg „-25%”:

Kolory wykresu:

• Ciemnoczerwony, +40 V.
• Ciemnozielony, -40 V.
• Szary, +12 V.
• Niebieski, -12 V.

Hmmm. Wady stabilizacji tylko napięć dodatnich są dość wyraźnie widoczne - układ praktycznie nie „widzi” wzrostu zużycia na wyjściach ujemnych, w wyniku czego ich napięcie jest znacznie obniżone. Spójrz na dwie ostatnie linie - kanał „+40 V” jest utrzymywany na poziomie około 40 woltów, podczas gdy „-40 V” robi coś niezrozumiałego. Będziemy musieli wprowadzić ujemne wyjścia do obwodu stabilizacji. Nie potrzebuję jednak kanału „+/-12 V”, więc wystarczy dodać tylko „-40 V”.

Oprócz zmniejszonej stabilności napięć ujemnych istnieje jeszcze jeden problem - poziom tętnienia wraz z częstotliwością sieci. Przy tętnieniach i szumach konwersji wszystko jest proste - większy kondensator, a potem kolejny filtr LC i problem znika. Pulsacje o niskiej częstotliwości powstają jednak z powodu nieskutecznego sprzężenia zwrotnego. Dlaczego nie? Niestabilność częstotliwości sieci wpływa na wszystkie wyjścia, co oznacza, że ​​muszą one występować również na wyjściach dodatnich, objętych sprzężeniem zwrotnym, które może wszystko wyeliminować. Niestety, na wyjściach zainstalowane są kondensatory o znacznej pojemności, a prąd obciążenia jest bardzo niski.

Dzięki temu kondensatory ładują się w szczytach pulsacji o niskiej częstotliwości i praktycznie nie zmieniają swojego napięcia w okresie pulsacji. Oznacza to, że napięcie na nieobciążonych wyjściach nie zawiera tętnień, a sprzężenie zwrotne „nie widzi” żadnych zmian, w związku z czym nie może ich wyeliminować. Na przykład, gdy tylko wyjście „-12 V” jest obciążone prądem o natężeniu 2 A, nie tylko jego napięcie (-10,16 V) jest znacznie zmniejszone, ale także tętnienie wraz z częstotliwością sieci gwałtownie wzrasta, aż do 1,5 wolta. Jeśli wytworzysz prąd obciążenia wystarczający do rozładowania kondensatorów magazynujących kanały sprzężenia zwrotnego („+12 V” lub „+40 V”), wówczas wyjście „-12 V” powróci do normy, wartość tętnienia zostanie zmniejszona do 50 mV .

Są więc dwa problemy - rozszerz sprzężenie zwrotne, dodając do niego wyjście „-40 V” i w jakiś sposób wprowadź sprzężenie zwrotne za pomocą sygnału przemiennego dla tego samego wyjścia „-40 V”.

Na schemacie czerwonym i zielonym krzyżykiem zaznaczono elementy i trasy, które należy usunąć. W lewym górnym rogu dodano obwód sprzężenia zwrotnego zasilania. Wyjście „+40 V” jest podłączone przez rezystor 22 kOhm i łańcuch 2,2 kOhm + 0,1 μF, „+12 V” przez rezystor 10 kOhm i obwód do odwracania prądu z ujemnego wyjścia „-40 V” jest zaimplementowany na pozostałych elementach. Dodatkowy obwód 47 kOhm i 0,1 µF zmniejsza poziom tętnienia na wyjściu -40 V, co pokazano w prawej górnej części rysunku.

Po modyfikacji zasilacz wykazał następujące cechy:

Załaduj prąd kanały, A	Woltaż wyjście +12 V, V	Woltaż wyjście -12 V, V	Woltaż wyjście +40 V, V	Woltaż wyjście -40 V, V
Na biegu jałowym	11.83	-11.89	40.79	-40.59
„+40 V” 1 A	12.09	-12.20	38.78	-42.26
„+40 V” 2 A	12.18	-12.34	38.54	-42.26
„+40 V” 4 A	12.60	-12.83	37.91	-41.90
„-40 V” 1 A	12.04	-12.05	41.98	-38.54
„-40 V” 2 A	12.24	-12.15	41.84	-38.21
„-40 V” 4 A	12.79	-12.59	41.38	-37.40
„+12 V” 1 A	11.47	-11.87	41.08	-40.89
„+12 V” 2 A	11.26	-11.80	41.22	-41.20
„-12 V” 1 A	11.76	-11.47	40.79	-40.63
„-12 V” 2 A	11.79	-10.78	40.92	-40.34
„+40 V” 5 A	12.95	-13.11	37.44	-41.53
„-40 V” 5 A	13.11	-12.95	41.11	-36.91
„+40 V” 4 A, „-40 V” 1 A	13.29	-13.37	38.10	-40.01
„+40 V” 10 A	14.90	-15.02	35.15	-39.65
„-40 V” 10 A	14.71	-14.77	40.19	-34.37

Poziom pulsacji o niskiej częstotliwości nie przekraczał 50 mV. A co z wysokimi częstotliwościami? Powinniśmy o nich porozmawiać osobno.

Charakterystyka obciążenia jest następująca:

Zasilacz pod każdym względem spełnia wymagane specyfikacje poza jednym - drugi kanał powinien mieć +/-20 V, a wyszło +/-12 V. Do celów w jakich ten zasilacz będzie używany, napięcie dodatkowego kanału nie jest znaczące, więc nie ma naruszenia. W tym momencie po prostu „zamknąłem oczy”. Jeśli chcesz uzyskać inne napięcie, większe niż +/-12 V, musisz zrobić to samo, co w przypadku głównego kanału „+/-40 V” - użyj uzwojenia drugiego transformatora, aby zwiększyć moc wyjściową poziom napięcia. Na przykład, aby uzyskać +/-20 V, musisz wykonać następujące kroki:

1. Należy wykonać kran na każdym uzwojeniu wtórnym transformatora dodatkowego. W rzeczywistości będziesz musiał nawinąć dwa uzwojenia zamiast jednego, z dwoma przewodnikami na ramie;
2. Uzyskanie 20 V wymaga dodania 8 V do istniejącego 12 V. Na sześć zwojów uzwojenia pierwotnego dodatkowo. Transformator ma napięcie 11 woltów, co oznacza, że ​​8 woltów będzie wymagało 8*6/11=4,3 (cztery zwoje).
3. Liczba zwojów uzwojenia wtórnego wynosiła piętnaście, teraz jest ona podzielona na dwie nierówne części - cztery i jedenaście zwojów.
4. Prąd obciążenia kanałów „+/-40 V” i „+/-20 V” przepływa przez mniejsze uzwojenie (cztery zwoje), dlatego warto wziąć pod uwagę grubość użytego drutu. Jeśli wzrost prądu nie jest tak duży, wzmacniacze pasm LF i MF-HF wzmacniacza rzadko działają jednocześnie, wówczas można pozostawić ten sam drut, który jest używany dla całego uzwojenia. Jeżeli poziom prądu może w dłuższej perspektywie znacznie wzrosnąć, wówczas lepiej jest podwoić liczbę przewodów w tym uzwojeniu.
5. Kolejność nawijania może być różna, ponieważ całe uzwojenie może nie zmieścić się na ramie w jednej warstwie, ale wszystkie uzwojenia tego samego typu muszą mieć dokładnie taką samą liczbę zwojów. Spełnienie tego wymogu nie jest trudne, wystarczy zachować ostrożność.

Prawdopodobnie nie ma potrzeby rysowania obwodu ze zmodyfikowanym wyjściem „+/-20 V” - jeśli zrozumiałeś zasadę uzyskiwania „+/-40 V”, to tutaj zastosowano dokładnie tę samą technikę.

Zakłócenia o wysokiej częstotliwości

Zakłócenia w częstotliwości przetwornicy to plaga zasilaczy impulsowych. Gdy się pojawią, rozprzestrzeniają się po wszystkich obwodach i pogarszają wydajność urządzeń. Przede wszystkim cierpią na tym różnego rodzaju odbiorniki sygnału analogowego, szczególnie te z połączeniem przewodowym bez izolacji elektrycznej. Niestety, „wzmacniacz” ma wszystkie te „zalety”, więc problem zakłóceń RF jest bardzo dotkliwy. Rozważmy uproszczoną topologię przetwornika impulsów klasy półmostkowej:

Napięcie sieciowe 220 V jest prostowane mostkiem diodowym UZ1, wygładzane kondensatorem C1 i podawane do przetwornicy. Pobierane są z niego tylko kluczowe tranzystory, pozostałe elementy nie wpływają na poziom szumów. Tranzystory Q1 i Q2 są połączone naprzemiennie, co powoduje wytworzenie na wyjściu napięcia PWM. Kondensator C2 usuwa składową stałą i przesyła sygnał prądu przemiennego bez tłumienia. Z punktu widzenia występowania interferencji można ją mentalnie „skrócić” i tak naprawdę rysowałem ją na próżno, po prostu nie mogłem stłumić nawyku nie tworzenia niewykonalnych rozwiązań, nawet w formie warunkowej.

Napięcie na uzwojeniu pierwotnym transformatora (piny 6-4) ma złożony kształt z bardzo „ostrymi” krawędziami i amplitudą +/-150 woltów (+/- połowa napięcia zasilania). Aby być choć trochę szczegółowym, załóżmy, że napięcie PWM jest generowane przy cyklu pracy 70%, a napięcie wyjściowe jest ustabilizowane na poziomie 12 woltów. Oznacza to, że każde uzwojenie wtórne otrzymuje napięcie impulsowe o amplitudzie +/-20 woltów.

Nieprzypadkowo uparcie powtarzam o frontach – im ostrzejsza jest amplituda zmian sygnału, tym większe jest jego widmo. „Mała” pojemność przeplatająca nie przewodzi dobrze częstotliwości podstawowej przetwornika, ale „fronty” są zupełnie inne, wytwarzają bardzo wysoką częstotliwość, kilka megaherców i dobrze przechodzi nawet przez „małą” pojemność przeplatającą. Dlatego na napięciach wyjściowych zakłócenia są widoczne nie w postaci częstotliwości przetwarzania (40-80 kHz), ale raczej „przyklejenia”, czyli impulsu oscylacji HF w momentach przełączania frontów tranzystora.

Jak zmniejszyć zakłócenia RF? Ekran został już wykonany, a jego wydajność działania jest dość wysoka… ale to nie wystarczy. Czy powinienem zamontować filtr na wyjściu zasilacza? Dobry pomysł, często się tak robi i jest to skuteczny środek. W tym zasilaczu zdecydowanie należałoby zrobić coś podobnego, przepuszczając przewody wyjściowe zasilacza przez pierścień ferrytowy, ale to wszystko jest sposób na radzenie sobie z konsekwencjami, a nie z samą chorobą.

Pozostaje tylko jedno do zrobienia - umieść mały kondensator pomiędzy wspólnymi przewodami strony pierwotnej i wtórnej. Pomiędzy tymi obwodami indukowana jest interferencja, co oznacza, że ​​kondensator je „stłumi”. Technika jest stara i stosowana od dawna, ale ma wadę, która ogranicza jej powszechne zastosowanie - „wspólny” przewód części sieciowej obwodu jest dość „brudny” z wysokim poziomem zakłóceń. Wynika to z faktu, że tranzystory przełączają dużą moc przy krótkim czasie przełączania, co powoduje wysoki poziom zakłóceń RF w obwodach mocy.

Zainstalowanie kondensatora pomiędzy „masą” sieci a częściami wyjściowymi zmniejsza poziom szumów w transformatorze, ale zwiększa hałas z obwodów zasilania tranzystorów. Zazwyczaj stosuje się kondensator 470 pF - 4,7 nF (w zależności od wartości aktywnej pojemności uzwojenia) przy napięciu roboczym co najmniej 3000 woltów. Użyłem zwykłego kondensatora „Y” o pojemności 2,2 nF. Skuteczność tłumienia hałasu można sprawdzić na podstawie prądu upływowego pomiędzy obwodami „masowymi” sieci a częściami wyjściowymi urządzenia, dla których między nimi instaluje się rezystor 1 kOhm i mierzone jest napięcie. Oryginalna wersja znajduje się po lewej stronie, po dodaniu kondensatora po prawej stronie:

Wyraźnie widać, że poziom zakłóceń spadł kilkukrotnie. Ale kogo interesują jakiekolwiek prądy upływowe? Przyjrzyjmy się, jakie zmiany zachodzą na wyjściu zasilacza.

Po lewej stronie oscylogram przed montażem kondensatora, po prawej - po:

Zdjęcia wykonano dla mocy obciążenia 40 W. I tutaj także różnice widać gołym okiem. Dodanie kondensatora wyeliminowało „szum o wysokiej częstotliwości”, który powodował większość uszkodzeń. Pozostałe „pałeczki” są łatwo usuwane przez filtr LC na płycie wzmacniacza i nie powodują problemów.

Nie należy zabiegać o szczególnie niski poziom zakłóceń w samym zasilaczu - wyraźnie nie ma tam miejsca na normalne poprowadzenie obwodu masy, a kompaktowe rozmieszczenie elementów mocy stwarza warunki do propagacji zakłóceń przez promieniowanie. Nie bez powodu zasilacze sieciowe produkowane są jako osobne urządzenia w metalowej obudowie.

Obserwacje i wnioski

Po wszystkich modyfikacjach i zmianach otrzymaliśmy następujący zasilacz:

Jego konwersja odbyła się bez żadnych komplikacji i spalonych tranzystorów, co przy zasilaczach impulsowych jest rzadkością. Najważniejsze jest, aby uważać, aby nie usunąć niczego niepotrzebnego, szczególnie w przypadku obwodów źródła rezerwowego. Sprawność nie została konkretnie zmierzona; przy obciążeniu 200 W wynosi około 86 procent. Co ciekawe, zasilacz przed modyfikacją pokazywał sprawność na poziomie 76 proc., ale główne obciążenie powstawało na wyjściu 12 V. No cóż, dodatkowy transformator nie pogarsza znacząco pracy zasilacza, a to dobra wiadomość .

Jeśli chodzi o sam zasilacz, to przy obciążeniu 100 W nie ma w nim elementów bardziej nagrzanych niż 40 stopni. Zasilacz posiada wentylator z termostatem; przy małych obciążeniach jego prędkość obrotowa jest wyjątkowo niska, a wytwarzany poziom hałasu jest nieznaczny. Można by go całkowicie usunąć, jednak konstrukcja grzejników słabo nadaje się do chłodzenia metodą konwekcji naturalnej. Ponadto sprawność wzmacniacza nie jest bynajmniej 100% i będzie on zawierał także radiator. Oznacza to, że wentylator może być bardzo przydatny – nawet przy niewielkim przepływie powietrza wydajność radiatora wzmacniacza wzrasta i można go zmniejszyć.

Udoskonalenie obwodu sterownika zasilacza, zakłócenia wysokoczęstotliwościowe, obserwacje i wnioski, wnioski