Hvis elementbasen af ​​systemstrømforsyninger tidligere ikke rejste nogen spørgsmål - de brugte standardmikrokredsløb, står vi i dag over for en situation, hvor individuelle strømforsyningsudviklere begynder at producere deres egen elementbase, som ikke har nogen direkte analoger mellem elementer generelt formål. Et eksempel på denne tilgang er FSP3528-chippen, som bruges i en hel del store mængder systemstrømforsyninger fremstillet under FSP-mærket.

FSP3528-chippen blev fundet i følgende modeller af systemstrømforsyninger:

- FSP ATX-300GTF;

- FSP A300F–C;

- FSP ATX-350PNR;

- FSP ATX-300PNR;

- FSP ATX-400PNR;

- FSP ATX-450PNR;

- ComponentPro ATX-300GU.

Fig.1 Pinout af FSP3528-chippen

Men da produktionen af ​​mikrokredsløb kun giver mening i massemængder, skal du være forberedt på, at den også kan findes i andre modeller af FSP-strømforsyninger. Vi har endnu ikke stødt på direkte analoger af dette mikrokredsløb, så hvis det fejler, skal det udskiftes med nøjagtigt det samme mikrokredsløb. Dog i detailhandlen handelsnetværk Det er ikke muligt at købe FSP3528, så den kan kun findes i FSP-systemstrømforsyninger, der er blevet afvist af anden grund.

Fig. 2 Funktionsdiagram af FSP3528 PWM-controlleren

FSP3528-chippen fås i en 20-bens DIP-pakke (fig. 1). Formålet med mikrokredsløbskontakterne er beskrevet i tabel 1, og fig. 2 viser det funktionelt diagram. Tabel 1 viser for hvert ben i mikrokredsløbet den spænding, der skal være på kontakten, når mikrokredsløbet tændes på typisk vis. En typisk anvendelse af FSP3528-chippen er dens brug som en del af et strømforsyningskontrolundermodul personlig computer. Dette undermodul vil blive diskuteret i samme artikel, men lidt lavere.

Tabel 1. Pin-tildelinger af FSP3528 PWM-controlleren

№	Signal	I/O	Beskrivelse
		Indgang	Forsyningsspænding +5V.
	COMP	Udgang	Fejl ved forstærkerudgang. Inde i chippen er stiften forbundet med den ikke-inverterende indgang på PWM-komparatoren. Der genereres en spænding ved denne pin, som er forskellen mellem fejlforstærkerens indgangsspændinger E/A+ og E/A - (pin. 3 og pin. 4). Under normal drift af mikrokredsløbet er en spænding på omkring 2,4V til stede ved kontakten.
	E/A-	Indgang	Inverterende input af fejlforstærker. Inde i chippen er denne indgang forspændt med 1,25V. Der dannes en referencespænding på 1,25V intern kilde. Under normal drift af mikrokredsløbet skal der være en spænding på 1,23V ved kontakten.
	E/A+	Indgang	Ikke-inverterende fejlforstærkerindgang. Denne indgang kan bruges til at overvåge strømforsyningens udgangsspændinger, dvs. denne kontakt kan betragtes som en signalindgang feedback. I virkelige kredsløb leveres et feedbacksignal til denne kontakt, opnået ved at summere alle strømforsyningens udgangsspændinger (+3,3) V /+5 V /+12 V ). Under normal drift af mikrokredsløbet skal der være en spænding på 1,24V ved kontakten.
	TREM		Signalforsinkelseskontrolkontakt TIL/FRA (styresignal til at tænde for strømforsyningen). En timing kondensator er forbundet til denne pin. Hvis kondensatoren har en kapacitet på 0,1 µF, så tændingsforsinkelsen ( Ton ) er omkring 8 ms (i dette tidsrum oplades kondensatoren til et niveau på 1,8V), og slukningsforsinkelsen ( Toff ) er omkring 24 ms (i dette tidsrum falder spændingen på kondensatoren, når den er afladet, til 0,6V). Under normal drift af mikrokredsløbet bør der være en spænding på ca. +5V ved denne kontakt.
		Indgang	Strømforsyning tænd/sluk signalindgang. I specifikationen for strømforsyningsstik ATX dette signal er betegnet som PS - TIL. REM signal er et signal TTL og sammenlignes af en intern komparator med et referenceniveau på 1,4V. Hvis signalet R.E.M. bliver under 1,4V, starter PWM-chippen og strømforsyningen begynder at virke. Hvis signalet R.E.M. installeret i højt niveau(mere end 1,4V), så slukkes mikrokredsløbet, og derfor slukkes strømforsyningen. Spændingen ved denne pin kan nå en maksimal værdi på 5,25 V, selvom den typiske værdi er 4,6 V. Under drift skal der observeres en spænding på ca. 0,2V ved denne kontakt.
			Frekvensindstillingsmodstand for den interne oscillator. Under drift er en spænding på ca. 1,25V til stede ved kontakten.
			Frekvensindstillingskondensator for den interne oscillator. Under drift skal der observeres en savtandspænding ved kontakten.
		Indgang	Overspændingsdetektorindgang. Signalet fra denne pin sammenlignes af en intern komparator med en intern referencespænding. Denne indgang kan bruges til at styre mikrokredsløbets forsyningsspænding, til at styre dens referencespænding samt til at organisere enhver anden beskyttelse. Ved typisk brug bør der være en spænding på ca. 2,5V på denne ben under normal drift af mikrokredsløbet.
			Signal Delay Control Kontakt PG (Power Good) ). En timing kondensator er forbundet til denne pin. En 2,2 µF kondensator giver en tidsforsinkelse på 250 ms. Referencespændingerne for denne tidskondensator er 1,8V (ved opladning) og 0,6V (ved afladning). Dem. når strømforsyningen er tændt, et signal PG er sat til et højt niveau i det øjeblik, hvor spændingen på denne tidskondensator når 1,8V. Og når strømforsyningen er slukket, signalet PG er sat til et lavt niveau i det øjeblik, hvor kondensatoren er afladet til et niveau på 0,6V. Den typiske spænding ved denne pin er +5V.
		Udgang	Power Godt Signal - ernæring er normal. Et højt signalniveau betyder, at alle udgangsspændinger fra strømforsyningen svarer til de nominelle værdier, og strømforsyningen fungerer normalt. Et lavt signalniveau indikerer en defekt strømforsyning. Status for dette signal når normal drift Strømforsyningen er +5V.
	VREF	Udgang	Høj præcision spændingsreference med tilladt afvigelse ikke mere end ±2 %. En typisk værdi for denne referencespænding er 3,5 V.
	V 3,3	Indgang	Overspændingsbeskyttelsessignal i +3,3 V-kanalen Spænding tilføres indgangen direkte fra +3,3-kanalen V.
		Indgang	Overspændingsbeskyttelsessignal i kanal +5 V. Spænding tilføres indgangen direkte fra kanal +5 V.
	V 12	Indgang	Overspændingsbeskyttelsessignal i kanal +12 V. Spænding fra kanal +12 tilføres indgangen V gennem en resistiv skillevæg. Som et resultat af brugen af ​​en divider etableres en spænding på ca. 4,2V på denne kontakt (forudsat at der er 12 i kanal V spænding er +12,5V)
		Indgang	Indgang til ekstra overspændingsbeskyttelsessignal. Denne indgang kan bruges til at organisere beskyttelse via en anden spændingskanal. I praktiske ordninger Denne kontakt bruges oftest til beskyttelse mod kortslutning i kanaler -5 V og -12 V . I praktiske kredsløb indstilles en spænding på ca. 0,35V ved denne kontakt. Når spændingen stiger til 1,25V, udløses beskyttelsen, og mikrokredsløbet blokeres.
			"Jord"
		Indgang	Indgang til justering af den "døde" tid (det tidspunkt, hvor mikrokredsløbets udgangsimpulser er inaktive - se fig. 3). Den ikke-inverterende indgang på den interne dødtidskomparator er forspændt med 0,12 V af den interne kilde. Dette giver dig mulighed for at indstille minimumsværdien af ​​"måle"-tiden for udgangsimpulser. Den "døde" tid for udgangsimpulserne justeres ved at anvende til indgangen DTC konstant spænding fra 0 til 3,3V. Jo højere spænding, jo kortere driftscyklus og jo længere "død" tid. Denne kontakt bruges ofte til at skabe en "blød" start, når strømforsyningen er tændt. I praktiske kredsløb indstilles en spænding på ca. 0,18V på denne ben.
		Udgang	Samler af den anden udgangstransistor. Efter start af mikrokredsløbet dannes der impulser på denne kontakt, som følger i modfase til impulserne på kontakt C1.
		Udgang	Samler af den første udgangstransistor. Efter start af mikrokredsløbet dannes der pulser på denne kontakt, som følger i modfase til pulserne på kontakt C2.

Fig.3 Grundlæggende parametre for pulser

FSP3528-chippen er en PWM-controller, der er designet specifikt til at styre push-pull-impulsomformeren til systemstrømforsyningen på en personlig computer. Funktionerne ved dette mikrokredsløb er:

- tilstedeværelse af indbygget beskyttelse mod overspænding i kanaler +3,3V/+5V/+12V;

- tilstedeværelse af indbygget beskyttelse mod overbelastning (kortslutning) i kanaler +3,3V/+5V/+12V;

- tilstedeværelsen af ​​en multifunktionsindgang til at organisere enhver beskyttelse;

- understøttelse af funktionen til at tænde for strømforsyningen ved hjælp af PS_ON-indgangssignalet;

- tilstedeværelsen af ​​et indbygget kredsløb med hysterese til generering af PowerGood-signalet (strømforsyningen er normal);

- tilstedeværelse af en indbygget præcisionsreferencespændingskilde med en tilladt afvigelse på 2 %.

I de strømforsyningsmodeller, der blev anført i begyndelsen af ​​artiklen, er FSP3528-chippen placeret på undermodulkortet til strømforsyningskontrol. Dette undermodul er placeret på den sekundære side af strømforsyningen og repræsenterer printkort, placeret lodret, dvs. vinkelret på strømforsyningens hovedkort (fig. 4).

Fig.4 Strømforsyning med FSP3528 modul

Dette undermodul indeholder ikke kun FSP3528-chippen, men også nogle elementer af dens "piping", der sikrer, at chippen fungerer (se fig. 5).

Fig.5 FSP3528 undermodul

Styreundermodulkortet har dobbeltsidet montering. På bagsiden af ​​brættet er der overflademonterede elementer - SMD, som i øvrigt giver største antal problemer på grund af ikke særlig høj kvalitet lodning. Undermodulet har 17 kontakter arrangeret i én række. Formålet med disse kontakter er præsenteret i tabel 2.

Tabel 2. Tildeling af kontakter til undermodulet FSPЗ3528-20D-17P

№	Kontakt opgave
	Rektangulære udgangsimpulser designet til at styre strømtransistorer i strømforsyningen
	Strømforsyning start indgangssignal ( PS_ON)
	Kanalspændingskontrolindgang +3,3 V
	Kanalspændingskontrolindgang +5 V
	Kanalspændingskontrolindgang +12 V
	Kortslutningsbeskyttelsesindgang
	Ikke brugt
	Strøm Godt signaludgang
	Spændingsregulator katode AZ431
	AZ 431
	Regulator referencespændingsindgang AZ 431
	Spændingsregulator katode AZ431
	Jord
	Ikke brugt
	Forsyningsspænding VCC

På kontrolundermodulkortet er der udover FSP3528-chippen yderligere to kontrollerede stabilisatorer AZ431(analogt med TL431), som på ingen måde er forbundet med selve FSP3528 PWM-controlleren, og er designet til at styre kredsløb placeret på strømforsyningens hovedkort.

Som et eksempel på den praktiske implementering af FSP3528-mikrokredsløbet viser fig. 6 et diagram af FSP3528-20D-17P-undermodulet. Dette kontrolundermodul bruges i FSP ATX-400PNF strømforsyninger. Det er værd at bemærke, at i stedet for en diode D5, er en jumper installeret på brættet. Dette forvirrer nogle gange individuelle specialister, der forsøger at installere en diode i kredsløbet. Installation af en diode i stedet for en jumper ændrer ikke kredsløbets funktionalitet - den skal fungere både med en diode og uden en diode. Men at installere en diode D5 kan reducere følsomheden af ​​kortslutningsbeskyttelseskredsløbet.

Fig.6 Diagram af FSP3528-20D-17P undermodulet

Sådanne undermoduler er faktisk det eneste eksempel anvendelse af FSP3528-mikrokredsløbet, derfor forveksles en funktionsfejl i undermodulelementerne ofte med en funktionsfejl i selve mikrokredsløbet. Derudover sker det ofte, at specialister ikke er i stand til at identificere årsagen til fejlen, som følge af hvilken mikrokredsløbet antages at være defekt, og strømforsyningen lægges til side i "det fjerneste hjørne" eller endda afskrives.

Faktisk er fejl i et mikrokredsløb ret sjældent. Submodulelementer er meget mere modtagelige for fejl, og først og fremmest halvlederelementer (dioder og transistorer).

I dag kan de vigtigste funktionsfejl i undermodulet overvejes:

- svigt af transistorer Q1 og Q2;

- svigt af kondensator C1, som kan være ledsaget af dens "hævelse";

- svigt af dioderne D3 og D4 (samtidigt eller separat).

Fejl i de resterende elementer er usandsynligt, men under alle omstændigheder, hvis der er mistanke om en fejlfunktion af submodulet, er det nødvendigt først at kontrollere lodningen af ​​SMD-komponenterne på printpladesiden.

Chip diagnostik

Diagnostik af FSP3528-controlleren adskiller sig ikke fra diagnostik af alle andre moderne PWM-controllere til systemstrømforsyninger, som vi allerede har talt om mere end én gang på siderne i vores magasin. Men alligevel, endnu en gang, ind generel oversigt, vil vi fortælle dig, hvordan du kan verificere, at undermodulet fungerer korrekt.

For at kontrollere er det nødvendigt at afbryde strømforsyningen med submodulet, der diagnosticeres fra netværket, og anvende alle de nødvendige spændinger til dets udgange ( +5V, +3,3V, +12V, -5V, -12V, +5V_SB). Dette kan gøres ved hjælp af jumpere fra en anden, fungerende systemstrømforsyning. Afhængigt af strømforsyningskredsløbet skal du muligvis også levere en separat forsyningsspænding +5V på ben 1 på undermodulet. Dette kan gøres ved hjælp af en jumper mellem ben 1 på undermodulet og linjen +5V.

Samtidig på kontakt C.T.(forts. 8) skal der vises en savtandsspænding, og på kontakten VREF(ben 12) skulle vises konstant spænding +3,5V.

Dernæst skal du kortslutte signalet til jord PS-ON. Dette gøres ved at kortslutte til jord enten kontakten på strømforsyningens udgangsstik (normalt den grønne ledning) eller ben 3 på selve undermodulet. I dette tilfælde bør rektangulære impulser vises ved udgangen af ​​submodulet (ben 1 og pin 2) og ved udgangen af ​​FSP3528 mikrokredsløbet (ben 19 og pin 20), der følger i modfase.

Fraværet af impulser indikerer en fejlfunktion af submodulet eller mikrokredsløbet.

Jeg vil gerne bemærke, at når du bruger sådanne diagnostiske metoder, er det nødvendigt at omhyggeligt analysere strømforsyningens kredsløb, da testmetoden kan ændre sig lidt afhængigt af konfigurationen af ​​feedback-kredsløbene og beskyttelseskredsløbene. nødtilstande drift af strømforsyningen.

• GTX 1060 Gigabyte Windforce for øre hos XPERT.RU. "> GTX 1060 Gigabyte Windforce for øre i XPERT.RU.
• GTX 1070 i XPERT.RU - de fedeste non-refs for de fleste lave priser
• Masser af GTX 1060 fra 17 t.r. i Citylink. Vi må tage den

Du kan markere fragmenter af tekst, der interesserer dig,
som vil være tilgængelig via et unikt link i adresselinjen browser.

ATX strømforsyning: konvertering til en lavfrekvent forstærker (del 2)

serj 22/10/2011 00:00 Side: 3 af 3| | trykt version | | arkiv

• Side 1: Modernisering af en skiftende strømforsyning, problemformulering, FSP ATX-300GTF, fjernelse af overskydende, valg af metode til at opnå øget udgangsspænding, tilbagespoling af transformeren, multiplikator
• Side 2: Ekstra transformer, valg og beregning af transformer, ensretterdioder, strømforsyningstransformator, induktor
• Side 3: Forfining af strømforsyningscontrollerkredsløbet, højfrekvent interferens, observationer og konklusioner, konklusion

Forfining af strømforsyningens controllerkredsløb

Computerens strømforsyning giver mange udgangsspændinger og skal kontrollere deres tilstedeværelse inden for specificerede grænser. Hvis spændingen er for lav eller for høj, bør beskyttelsen udløse og slukke for strømforsyningen. Den pågældende strømforsyning har ikke sådan et "menageri" (det er anderledes), og et forsøg på at tænde det vil føre til øjeblikkelig nedlukning - kredsløbet har ikke spændinger på +5 V og 3,3 V. Faktisk kunne de er blevet sparet, men det ville have reduceret den plads, der i forvejen ikke er nok. Nå, du bliver nødt til at narre controlleren og simulere de manglende spændinger.

I FSP ATX-300GTF strømforsyningen er kontrolchippen FSP3528. Der er ikke meget dokumentation for det, snarere er det fuldstændig fraværende. Med hensyn til pin-tildelinger og styresignaler kan en tæt (men ikke komplet!) analog kaldes KA3511. Som en forskel bemærker man straks den forskellige divisionskoefficient for OVP12-signalet, som er der, hvor de skulle "klatre". Vi bliver nødt til at kigge alternative muligheder og forummet for webstedet rom.by kan hjælpe med dette, hvorfra et omtrentligt spor af controlleren på FSP3528-chippen blev trukket:

Under modifikation forbliver kraftdelen uændret, men feedback og beskyttelse mod over/undershoot skal justeres. Lad os starte med sidstnævnte, normalt er testenheden i mikrokredsløbet organiseret som følger (taget fra beskrivelsen af ​​KA3511 mikrokredsløbet):

Hvis en udgangsspænding er over tærsklen, udløses OVP-komparatoren, og strømforsyningen slukkes. Når spændingen er for lav, sættes udgangen fra komparator UVP til 0, hvilket slukker for transistoren og tillader den eksterne kondensator Tuvp (via ben 17) at oplade. Når kondensatoren oplades til en spænding på 1,8 V, vil udgangsniveauet være højt, hvilket vil blokere PWM-signalet og føre til, at strømforsyningen slukker.

Forfining kan udføres på to måder - eller skabe standardspændinger på 12 V, 5 V og 3,3 V ved hjælp af resistive dividers. Eller den anden mulighed er ikke at bryde sig om al denne unødvendige handling og bare anvende 0 volt til indgangene V12, V5 og V3.3. I dette tilfælde vil UVP-beskyttelsen fungere, men den blokeres ved at kortslutte pin 17 til jord - beskyttelseskredsløbet vil vente på nedlukningssignalet "i meget lang tid." Denne løsning er god, fordi udgangsspændingen kan være hvad som helst, endda justerbar (justerbar), og spændingskontrollen kommer ikke under dine fødder. Men hvis du har brug for kontrol over overskydende, kan en eller to spændinger påføres OVP-kredsløbet.

Nå, vi har studeret hardwaren, vi kan gå videre til FSP3528. Og en gave følger straks - denne controller har ikke en UVP-node, og der er ingen grund til at gøre noget med kontrolindgangene, du skal bare afbryde dem fra resten af ​​kredsløbet (eller kortslutte dem til jord).

Det næste skridt er at genopbygge stabiliseringskæden. At dømme efter FSP ATX-300GTF-kredsløbet stabiliserer controlleren udgangsspændingen ved tre spændinger: 12, 5 og 3,3. Jeg forstår til dels, hvordan 12 V og 5 V blev inkluderet i denne liste, men hvad har 3.3 med det at gøre? Meningen undslipper. Men dette er "deres forretning" i den modificerede strømforsyning, feedback-kredsløbet vil blive lavet om, og alle disse "overskud" vil blive fjernet.

I den første version blev feedback taget fra "+40 V" og "+12 V" udgangene gennem to identiske 10 kOhm modstande til en variabel modstand. En ekstra 430 Ohm modstand blev installeret i kredsløbet mellem dette punkt og jord. Til reference, Vref = 1,25 V. Udgangsspændingen blev reguleret inden for +11...+16 V (ved "+12 V" udgangen), de andre udgange blev ændret proportionalt.

Den ændrede strømforsyning viste følgende resultater:

Belastningsstrøm kanaler, A	Spænding udgang +12 V, V	Spænding udgang -12 V, V	Spænding udgang +40 V, V	Spænding udgang -40 V, V
Tomgang	11.60	-11.66	40.90	-40.88
"+40 V" 1 A	12.48	-12.56	40.01	-44.79
"+40 V" 2 A	12.58	-12.75	39.82	-46.17
"-40 V" 1 A	11.50	-11.50	40.93	-36.88
"-40 V" 2 A	11.36	-11.22	41.11	-35.40
"+12 V" 1 A	11.11	-11.57	41.45	-41.50
"+12 V" 2 A	10.92	-11.58	41.62	-42.09
"-12 V" 1 A	11.35	-10.60	41.19	-41.37
"-12 V" 2 A	11.25	-10.16	41.23	-41.30
"+40 V" 4 A	13.09	-13.24	39.47	-46.71
"-40 V" 4 A	11.15	-10.71	41.41	-32.23

Det er ret svært at repræsentere numeriske data i formularen kvalitetsegenskaber, lad os prøve at præsentere resultaterne grafisk. Hvis du blot overfører de opnåede tal til graferne, vil de positive og negative spændinger "divergere" i forskellige retninger, og kvalitativ sammenligning det vil ikke virke. Lad os prøve anderledes, genberegn alle værdier til 100%, og for negative værdier tager vi den absolutte værdi - som et resultat vil alle fire grafer køre side om side, hvilket er det, der kræves.

Belastningskarakteristika blev kun taget op til fire ampere, yderligere stigning strømmen var meningsløs - "-40 V" output gik ud over "-25%" tærsklen:

Kortfarver:

• Mørkerød, +40 V.
• Mørkegrøn, -40 V.
• Grå, +12 V.
• Blå, -12 V.

Hmmm. Ulemperne ved kun at stabilisere positive spændinger er ret tydeligt synlige - systemet "ser" praktisk talt ikke stigningen i forbruget på negative udgange, som et resultat af, at deres spænding reduceres kraftigt. Se på de sidste to linjer - "+40 V"-kanalen holdes på omkring 40 volt, mens "-40 V" gør noget uforståeligt. Vi bliver nødt til at indføre negative output i stabiliseringskredsløbet. Jeg har dog ikke brug for "+/-12 V"-kanalen, så det er nok kun at tilføje "-40 V".

Ud over den reducerede stabilitet af negative spændinger er der et andet problem - niveauet af krusning med netværksfrekvensen. Med ripple og konverteringsstøj er alt simpelt - en større kondensator, og så endnu et LC-filter og problemet forsvinder. Men lavfrekvente pulsationer opstår på grund af ineffektiv feedback. Hvorfor ikke? Ustabilitet med netværksfrekvensen påvirker alle udgange, hvilket betyder, at de også skal være til stede ved de positive udgange, dækket af feedback, hvilket kan eliminere alt. Ak, kondensatorer med betydelig kapacitet er installeret ved udgangene, og belastningsstrømmen er meget lav.

Som et resultat oplades kondensatorerne ved toppen af ​​lavfrekvente pulsationer og ændrer praktisk talt ikke deres spænding i pulsationsperioden. Det betyder, at spændingen ved de ubelastede udgange ikke indeholder krusninger, og feedbacken "ser ikke" nogen ændring, og derfor ikke kan eliminere dem. For eksempel, når kun "-12 V" udgangen belastes med en strøm på 2 A, reduceres ikke kun dens spænding (-10,16 V) kraftigt, men også krusningen med netfrekvensen stiger vildt, op til 1,5 volt. Hvis du opretter en belastningsstrøm, der er tilstrækkelig til at aflade tilbagekoblingskanalernes lagerkondensatorer ("+12 V" eller "+40 V"), så vender "-12 V" udgangen tilbage til normal, rippelværdien reduceres til 50 mV .

Så der er to problemer - udvid feedbacken ved at tilføje en "-40 V" udgang til den, og indfør på en eller anden måde feedback via et vekslende signal for den samme "-40 V" udgang.

På diagrammet markerer røde og grønne kryds elementer og ruter, der skal slettes. I venstre øverste hjørne tilføjet strømforsyning feedback kredsløb. "+40 V" udgangen er forbundet gennem en 22 kOhm modstand og en 2,2 kOhm + 0,1 μF kæde, "+12 V" gennem en 10 kOhm modstand og et kredsløb til invertering af strømmen fra den negative "-40 V" udgang er implementeret på de resterende elementer. Et ekstra kredsløb på 47 kOhm og 0,1 µF reducerer rippelniveauet ved -40 V-udgangen, som er vist i øverste højre del af figuren.

Efter ændring viste strømforsyningen følgende egenskaber:

Belastningsstrøm kanaler, A	Spænding udgang +12 V, V	Spænding udgang -12 V, V	Spænding udgang +40 V, V	Spænding udgang -40 V, V
Tomgang	11.83	-11.89	40.79	-40.59
"+40 V" 1 A	12.09	-12.20	38.78	-42.26
"+40 V" 2 A	12.18	-12.34	38.54	-42.26
"+40 V" 4 A	12.60	-12.83	37.91	-41.90
"-40 V" 1 A	12.04	-12.05	41.98	-38.54
"-40 V" 2 A	12.24	-12.15	41.84	-38.21
"-40 V" 4 A	12.79	-12.59	41.38	-37.40
"+12 V" 1 A	11.47	-11.87	41.08	-40.89
"+12 V" 2 A	11.26	-11.80	41.22	-41.20
"-12 V" 1 A	11.76	-11.47	40.79	-40.63
"-12 V" 2 A	11.79	-10.78	40.92	-40.34
"+40 V" 5 A	12.95	-13.11	37.44	-41.53
"-40 V" 5 A	13.11	-12.95	41.11	-36.91
"+40 V" 4 A, "-40 V" 1 A	13.29	-13.37	38.10	-40.01
"+40 V" 10 A	14.90	-15.02	35.15	-39.65
"-40 V" 10 A	14.71	-14.77	40.19	-34.37

Niveauet af lavfrekvente pulsationer oversteg ikke 50 mV. Hvad med høje frekvenser? Vi bør tale om dem separat.

Belastningsegenskaberne er som følger:

Strømforsyningen opfylder de krævede specifikationer i alle henseender, undtagen én - den anden kanal skal være +/-20 V, men den viste sig at være +/-12 V. Til disse formål, hvor skal han hen denne strømforsyning, spænding ekstra kanal ikke signifikant, så jeg "lukkede det blinde øje" til overtrædelsen af ​​denne klausul. Hvis du har brug for at få en anden spænding, mere end +/-12 V, skal du gøre det samme, som du gjorde med hovedkanalen "+/-40 V" - brug viklingen på den anden transformer til at øge outputtet spændingsniveau. For eksempel, for at få +/-20V, skal du følge disse trin:

1. Der skal laves et hane på hver sekundærvikling af den ekstra transformator. Faktisk bliver du nødt til at vikle to viklinger i stedet for en, med to ledere er der plads på rammen.
2. At opnå 20 V kræver tilføjelse af 8 V til den eksisterende 12 V. For seks vindinger af primærviklingen, yderligere. Transformatoren har 11 volt, hvilket betyder at 8 volt vil kræve 8*6/11=4,3 (fire omgange).
3. Antallet af omdrejninger af den sekundære vikling var femten, nu er det opdelt i to ulige dele - fire og elleve omdrejninger.
4. Belastningsstrømmen af ​​"+/-40 V" og "+/-20 V" kanalerne strømmer gennem den mindre vikling (fire omdrejninger), så det er værd at overveje tykkelsen af ​​den anvendte ledning. Hvis stigningen i strømstyrken ikke er så stor, fungerer forstærkerne af LF- og MF-HF-båndene på forstærkeren sjældent samtidigt, så kan du lade den samme ledning, som bruges til hele viklingen. Hvis det nuværende niveau kan være væsentligt højere på lang sigt, er det bedre at fordoble antallet af ledere i denne vikling.
5. Viklerækkefølgen kan variere, fordi hele viklingen måske ikke passer på rammen i ét lag, men alle viklinger af samme type skal have nøjagtig det samme antal vindinger. Det er ikke svært at opfylde dette krav, du skal bare være forsigtig.

Der er sandsynligvis ikke behov for at tegne et kredsløb med en modificeret udgang "+/-20 V" - hvis du har forstået princippet om at opnå "+/-40 V", så bruges nøjagtig den samme teknik her.

Højfrekvent interferens

Interferens med konverterens frekvens er plagen ved at skifte strømforsyning. Når de først opstår, spredes de gennem alle kredsløb og forringer enhedernes ydeevne. De lider mest under dette forskellige typer modtagere analogt signal, især med en kablet forbindelse uden elektrisk isolering. Ak, "forstærkeren" har alle disse "fordele", så problemet med RF-interferens er meget akut. Lad os overveje en forenklet topologi af en halvbro-klasse pulskonverter:

Netværksspændingen på 220 volt ensrettes af diodebroen UZ1, udglattes af kondensator C1 og derefter tilføres konverteren. Kun trukket ud fra det nøgletransistorer, påvirker de resterende elementer ikke interferensniveauet. Transistorer Q1 og Q2 er tilsluttet skiftevis, hvilket skaber en PWM-spænding ved udgangen. Kondensator C2 fjerner DC-komponenten og transmitterer AC-signalet uden dæmpning. Fra synspunktet om forekomsten af ​​interferens kan det mentalt "forkortes", og faktisk tegnede jeg det forgæves, jeg kunne simpelthen ikke undertrykke vanen med ikke at lave ubrugelige løsninger, selv i betinget form.

Spænding på transformatorens primærvikling (ben 6-4) - kompleks form med meget “skarpe” kanter med en amplitude på +/-150 volt (+/- halvdelen af ​​forsyningsspændingen). For at være i det mindste noget specifik, lad os antage, at PWM-spændingen genereres med en arbejdscyklus på 70%, og udgangsspændingen er stabiliseret ved 12 volt. Det betyder, at hver sekundærvikling modtager en pulsspænding med en amplitude på +/-20 volt.

Det er ikke tilfældigt, at jeg vedvarende gentager om fronter - jo skarpere amplituden af ​​signalet ændrer sig, jo større er dets spektrum. Den "lille" sammenviklingskapacitans leder ikke konverterens grundfrekvens godt, men "fronterne" er helt forskellige, de producerer meget høj frekvens, enheder af megahertz, og den passerer godt selv gennem den "lille" sammenviklingskapacitans. Derfor er interferens synlig ved udgangsspændingerne, ikke i form af konverteringsfrekvensen (40-80 kHz), men snarere "stikker", en byge af HF-svingninger i øjeblikke af transistorskiftefronterne.

Hvordan kan du reducere RF-interferens? Skærmen er allerede lavet og dens driftseffektivitet er ret høj... men det er ikke nok. Skal jeg installere et filter ved udgangen af ​​strømforsyningen? God idé, de gør det for ofte effektiv foranstaltning. I denne strømforsyning bør noget lignende bestemt gøres ved at føre strømforsyningens udgangsledninger gennem en ferritring, men disse er alle midler til at håndtere konsekvenserne, og ikke med selve sygdommen.

Der er kun én ting tilbage at gøre - placer en lille kondensator mellem de fælles ledninger på den primære og sekundære side. Interferens induceres mellem disse kredsløb, hvilket betyder, at kondensatoren vil "undertrykke" dem. Teknikken er gammel og har været brugt i lang tid, men den har en ulempe, der begrænser dens udbredte anvendelse - den "fælles" ledning i netværksdelen af ​​kredsløbet er ret "beskidt" med et højt niveau af interferens. Dette skyldes det faktum, at transistorer skifter høj effekt med lav koblingstid, hvilket giver et højt niveau af RF-interferens i strømkredsløb.

Installation af en kondensator mellem "jorden" af netværket og udgangsdelene reducerer støjniveauet i transformeren, men tilføjer støj fra transistorernes strømforsyningskredsløb. Typisk anvendes en kondensator på 470 pF - 4,7 nF (afhængig af værdien af ​​den aktive sammenviklingskapacitet) med en driftsspænding på mindst 3000 volt. Jeg brugte en almindelig "Y"-kondensator med en kapacitet på 2,2 nF. Effektiviteten af ​​støjundertrykkelse kan ses af lækstrømmen mellem "jord"-kredsløbene i netværket og udgangsdele af enheden, for hvilken der er installeret en 1 kOhm modstand mellem dem, og spændingen måles. Original version placeret til venstre efter tilføjelse af en kondensator til højre:

Det er tydeligt at se, at interferensniveauet er faldet flere gange. Men hvem er interesseret i eventuelle lækstrømme? Lad os tage et kig på, hvad der ændrer sig ved udgangen af ​​strømforsyningen.

Til venstre er et oscillogram før installation af kondensatoren, til højre - efter:

Billederne er taget for en belastningseffekt på 40 W. Og også her er forskellene synlige med det blotte øje. Tilføjelse af en kondensator eliminerede den "højfrekvente støj", der gjorde det meste af skaden. De resterende "pinde" fjernes nemt af LC-filteret på forstærkerkortet og giver ikke problemer.

Du bør ikke forsøge at opnå et særligt lavt niveau af interferens i selve strømforsyningen - der er tydeligvis ikke plads nok der til normal routing af jordkredsløbet, og den kompakte placering af strømelementer skaber betingelser for udbredelse af interferens gennem stråling. Det er ikke for ingenting, at netværksstrømforsyninger er fremstillet som separate enheder i en metalkasse.

Observationer og konklusioner

Efter alle ændringerne og ændringerne fik vi følgende strømforsyning:

Dens konvertering fandt sted uden nogen komplikationer og brændte transistorer, hvilket er sjældent til at skifte strømforsyning. Det vigtigste er at være forsigtig med ikke at fjerne noget unødvendigt, især for standby-kildekredsløbene. Effektiviteten blev ikke målt specifikt ved en belastning på 200 W er den omkring 86 procent. Det er interessant, at strømforsyningen før ændringen viste en effektivitet på 76 procent, men hovedbelastningen blev skabt ved 12 V-udgangen Nå, den ekstra transformer forringer ikke strømforsyningens ydeevne, og dette er gode nyheder .

Hvad angår selve strømforsyningen, er der med en belastning på 100 W ingen elementer varmere end 40 grader i den. Strømforsyningen har en ventilator med termostat ved lave belastninger, dens rotationshastighed er ekstremt lav, og det producerede støjniveau er ubetydeligt. Det ville være muligt at fjerne det helt, men radiatorernes design er dårligt egnet til køling ved naturlig konvektion. Derudover er effektiviteten af ​​forstærkeren på ingen måde 100% og den vil også indeholde en radiator. Det betyder, at en ventilator kan være meget nyttig - selv med en lille mængde luftstrøm øges effektiviteten af ​​forstærkerens radiator, og den kan gøres mindre.

Forfining af strømforsyningscontrollerkredsløbet, højfrekvent interferens, observationer og konklusioner, konklusion

• GTX 1060 Gigabyte Windforce for øre hos XPERT.RU. "> GTX 1060 Gigabyte Windforce for øre i XPERT.RU.
• GTX 1070 hos XPERT.RU - de fedeste unrefs til de laveste priser
• Masser af GTX 1060 fra 17 t.r. i Citylink. Vi må tage den

Du kan markere fragmenter af tekst, der interesserer dig,
som vil være tilgængelig via et unikt link i browserens adresselinje.

ATX strømforsyning: konvertering til en lavfrekvent forstærker (del 2)

serj 22/10/2011 00:00 Side: 3 af 3| | trykt version | | arkiv

• Side 1: Modernisering af en skiftende strømforsyning, problemformulering, FSP ATX-300GTF, fjernelse af overskydende, valg af metode til at opnå øget udgangsspænding, tilbagespoling af transformeren, multiplikator
• Side 2: Ekstra transformer, valg og beregning af transformer, ensretterdioder, strømforsyningstransformator, induktor
• Side 3: Forfining af strømforsyningscontrollerkredsløbet, højfrekvent interferens, observationer og konklusioner, konklusion

Forfining af strømforsyningens controllerkredsløb

Computerens strømforsyning giver mange udgangsspændinger og skal kontrollere deres tilstedeværelse inden for specificerede grænser. Hvis spændingen er for lav eller for høj, bør beskyttelsen udløse og slukke for strømforsyningen. Den pågældende strømforsyning har ikke sådan et "menageri" (det er anderledes), og et forsøg på at tænde det vil føre til øjeblikkelig nedlukning - kredsløbet har ikke spændinger på +5 V og 3,3 V. Faktisk kunne de er blevet sparet, men det ville have reduceret den plads, der i forvejen ikke er nok. Nå, du bliver nødt til at narre controlleren og simulere de manglende spændinger.

I FSP ATX-300GTF strømforsyningen er kontrolchippen FSP3528. Der er ikke meget dokumentation for det, snarere er det fuldstændig fraværende. Med hensyn til pin-tildelinger og styresignaler kan en tæt (men ikke komplet!) analog kaldes KA3511. Som en forskel bemærker man straks den forskellige divisionskoefficient for OVP12-signalet, som er der, hvor de skulle "klatre". Du bliver nødt til at lede efter alternative muligheder, og forummet for webstedet rom.by kan hjælpe med dette, hvorfra et omtrentligt spor af controlleren på FSP3528-chippen blev trukket:

Under modifikation forbliver kraftdelen uændret, men feedback og beskyttelse mod over/undershoot skal justeres. Lad os starte med sidstnævnte, normalt er testenheden i mikrokredsløbet organiseret som følger (taget fra beskrivelsen af ​​KA3511 mikrokredsløbet):

Hvis en udgangsspænding er over tærsklen, udløses OVP-komparatoren, og strømforsyningen slukkes. Når spændingen er for lav, sættes udgangen fra komparator UVP til 0, hvilket slukker for transistoren og tillader den eksterne kondensator Tuvp (via ben 17) at oplade. Når kondensatoren oplades til en spænding på 1,8 V, vil udgangsniveauet være højt, hvilket vil blokere PWM-signalet og føre til, at strømforsyningen slukker.

Forfining kan udføres på to måder - eller skabe standardspændinger på 12 V, 5 V og 3,3 V ved hjælp af resistive dividers. Eller den anden mulighed er ikke at bryde sig om al denne unødvendige handling og bare anvende 0 volt til indgangene V12, V5 og V3.3. I dette tilfælde vil UVP-beskyttelsen fungere, men den blokeres ved at kortslutte pin 17 til jord - beskyttelseskredsløbet vil vente på nedlukningssignalet "i meget lang tid." Denne løsning er god, fordi udgangsspændingen kan være hvad som helst, endda justerbar (justerbar), og spændingskontrollen kommer ikke under dine fødder. Men hvis du har brug for kontrol over overskydende, kan en eller to spændinger påføres OVP-kredsløbet.

Nå, vi har studeret hardwaren, vi kan gå videre til FSP3528. Og en gave følger straks - denne controller har ikke en UVP-node, og der er ingen grund til at gøre noget med kontrolindgangene, du skal bare afbryde dem fra resten af ​​kredsløbet (eller kortslutte dem til jord).

Det næste skridt er at genopbygge stabiliseringskæden. At dømme efter FSP ATX-300GTF-kredsløbet stabiliserer controlleren udgangsspændingen ved tre spændinger: 12, 5 og 3,3. Jeg forstår til dels, hvordan 12 V og 5 V blev inkluderet i denne liste, men hvad har 3.3 med det at gøre? Meningen undslipper. Men dette er "deres forretning" i den modificerede strømforsyning, feedback-kredsløbet vil blive lavet om, og alle disse "overskud" vil blive fjernet.

I den første version blev feedback taget fra "+40 V" og "+12 V" udgangene gennem to identiske 10 kOhm modstande til en variabel modstand. En ekstra 430 Ohm modstand blev installeret i kredsløbet mellem dette punkt og jord. Til reference, Vref = 1,25 V. Udgangsspændingen blev reguleret inden for +11...+16 V (ved "+12 V" udgangen), de andre udgange blev ændret proportionalt.

Den ændrede strømforsyning viste følgende resultater:

Belastningsstrøm kanaler, A	Spænding udgang +12 V, V	Spænding udgang -12 V, V	Spænding udgang +40 V, V	Spænding udgang -40 V, V
Tomgang	11.60	-11.66	40.90	-40.88
"+40 V" 1 A	12.48	-12.56	40.01	-44.79
"+40 V" 2 A	12.58	-12.75	39.82	-46.17
"-40 V" 1 A	11.50	-11.50	40.93	-36.88
"-40 V" 2 A	11.36	-11.22	41.11	-35.40
"+12 V" 1 A	11.11	-11.57	41.45	-41.50
"+12 V" 2 A	10.92	-11.58	41.62	-42.09
"-12 V" 1 A	11.35	-10.60	41.19	-41.37
"-12 V" 2 A	11.25	-10.16	41.23	-41.30
"+40 V" 4 A	13.09	-13.24	39.47	-46.71
"-40 V" 4 A	11.15	-10.71	41.41	-32.23

Det er ret svært at præsentere numeriske data i form af kvalitative karakteristika, lad os prøve at præsentere resultaterne grafisk. Hvis du blot overfører de opnåede tal til graferne, vil de positive og negative spændinger "divergere" i forskellige retninger, og en kvalitativ sammenligning vil ikke være mulig. Lad os prøve anderledes, genberegn alle værdier til 100%, og for negative værdier tager vi den absolutte værdi - som et resultat vil alle fire grafer køre side om side, hvilket er det, der kræves.

Belastningskarakteristika blev kun målt op til fire ampere yderligere stigning i strøm var meningsløs - "-40 V"-udgangen gik ud over "-25%"-tærsklen:

Kortfarver:

• Mørkerød, +40 V.
• Mørkegrøn, -40 V.
• Grå, +12 V.
• Blå, -12 V.

Hmmm. Ulemperne ved kun at stabilisere positive spændinger er ret tydeligt synlige - systemet "ser" praktisk talt ikke stigningen i forbruget på negative udgange, som et resultat af, at deres spænding reduceres kraftigt. Se på de sidste to linjer - "+40 V"-kanalen holdes på omkring 40 volt, mens "-40 V" gør noget uforståeligt. Vi bliver nødt til at indføre negative output i stabiliseringskredsløbet. Jeg har dog ikke brug for "+/-12 V"-kanalen, så det er nok kun at tilføje "-40 V".

Ud over den reducerede stabilitet af negative spændinger er der et andet problem - niveauet af krusning med netværksfrekvensen. Med ripple og konverteringsstøj er alt simpelt - en større kondensator, og så endnu et LC-filter og problemet forsvinder. Men lavfrekvente pulsationer opstår på grund af ineffektiv feedback. Hvorfor ikke? Ustabilitet med netværksfrekvensen påvirker alle udgange, hvilket betyder, at de også skal være til stede ved de positive udgange, dækket af feedback, hvilket kan eliminere alt. Ak, kondensatorer med betydelig kapacitet er installeret ved udgangene, og belastningsstrømmen er meget lav.

Som et resultat oplades kondensatorerne ved toppen af ​​lavfrekvente pulsationer og ændrer praktisk talt ikke deres spænding i pulsationsperioden. Det betyder, at spændingen ved de ubelastede udgange ikke indeholder krusninger, og feedbacken "ser ikke" nogen ændring, og derfor ikke kan eliminere dem. For eksempel, når kun "-12 V" udgangen belastes med en strøm på 2 A, reduceres ikke kun dens spænding (-10,16 V) kraftigt, men også krusningen med netfrekvensen stiger vildt, op til 1,5 volt. Hvis du opretter en belastningsstrøm, der er tilstrækkelig til at aflade tilbagekoblingskanalernes lagerkondensatorer ("+12 V" eller "+40 V"), så vender "-12 V" udgangen tilbage til normal, rippelværdien reduceres til 50 mV .

Så der er to problemer - udvid feedbacken ved at tilføje en "-40 V" udgang til den, og indfør på en eller anden måde feedback via et vekslende signal for den samme "-40 V" udgang.

På diagrammet markerer røde og grønne kryds elementer og ruter, der skal slettes. Et strømforsyningsfeedback-kredsløb er blevet tilføjet i øverste venstre hjørne. "+40 V" udgangen er forbundet gennem en 22 kOhm modstand og en 2,2 kOhm + 0,1 μF kæde, "+12 V" gennem en 10 kOhm modstand og et kredsløb til invertering af strømmen fra den negative "-40 V" udgang er implementeret på de resterende elementer. Et ekstra kredsløb på 47 kOhm og 0,1 µF reducerer rippelniveauet ved -40 V-udgangen, som er vist i øverste højre del af figuren.

Efter ændring viste strømforsyningen følgende egenskaber:

Belastningsstrøm kanaler, A	Spænding udgang +12 V, V	Spænding udgang -12 V, V	Spænding udgang +40 V, V	Spænding udgang -40 V, V
Tomgang	11.83	-11.89	40.79	-40.59
"+40 V" 1 A	12.09	-12.20	38.78	-42.26
"+40 V" 2 A	12.18	-12.34	38.54	-42.26
"+40 V" 4 A	12.60	-12.83	37.91	-41.90
"-40 V" 1 A	12.04	-12.05	41.98	-38.54
"-40 V" 2 A	12.24	-12.15	41.84	-38.21
"-40 V" 4 A	12.79	-12.59	41.38	-37.40
"+12 V" 1 A	11.47	-11.87	41.08	-40.89
"+12 V" 2 A	11.26	-11.80	41.22	-41.20
"-12 V" 1 A	11.76	-11.47	40.79	-40.63
"-12 V" 2 A	11.79	-10.78	40.92	-40.34
"+40 V" 5 A	12.95	-13.11	37.44	-41.53
"-40 V" 5 A	13.11	-12.95	41.11	-36.91
"+40 V" 4 A, "-40 V" 1 A	13.29	-13.37	38.10	-40.01
"+40 V" 10 A	14.90	-15.02	35.15	-39.65
"-40 V" 10 A	14.71	-14.77	40.19	-34.37

Niveauet af lavfrekvente pulsationer oversteg ikke 50 mV. Hvad med høje frekvenser? Vi bør tale om dem separat.

Belastningsegenskaberne er som følger:

Strømforsyningen opfylder de påkrævede specifikationer i alle henseender, undtagen én - den anden kanal skal være +/-20 V, men den viste sig at være +/-12 V. Til de formål, som denne strømforsyning skal bruges til, spændingen på den ekstra kanal er ikke signifikant, så der er ingen overtrædelse. På dette tidspunkt har jeg simpelthen "lukket mine øjne." Hvis du har brug for at få en anden spænding, mere end +/-12 V, skal du gøre det samme, som du gjorde med hovedkanalen "+/-40 V" - brug viklingen på den anden transformer til at øge outputtet spændingsniveau. For eksempel, for at få +/-20V, skal du følge disse trin:

1. Der skal laves et hane på hver sekundærvikling af den ekstra transformator. Faktisk bliver du nødt til at vikle to viklinger i stedet for en, med to ledere er der plads på rammen.
2. At opnå 20 V kræver tilføjelse af 8 V til den eksisterende 12 V. For seks vindinger af primærviklingen, yderligere. Transformatoren har 11 volt, hvilket betyder at 8 volt vil kræve 8*6/11=4,3 (fire omgange).
3. Antallet af omdrejninger af den sekundære vikling var femten, nu er det opdelt i to ulige dele - fire og elleve omdrejninger.
4. Belastningsstrømmen af ​​"+/-40 V" og "+/-20 V" kanalerne strømmer gennem den mindre vikling (fire omdrejninger), så det er værd at overveje tykkelsen af ​​den anvendte ledning. Hvis stigningen i strømstyrken ikke er så stor, fungerer forstærkerne af LF- og MF-HF-båndene på forstærkeren sjældent samtidigt, så kan du lade den samme ledning, som bruges til hele viklingen. Hvis det nuværende niveau kan være væsentligt højere på lang sigt, er det bedre at fordoble antallet af ledere i denne vikling.
5. Viklerækkefølgen kan variere, fordi hele viklingen måske ikke passer på rammen i ét lag, men alle viklinger af samme type skal have nøjagtig det samme antal vindinger. Det er ikke svært at opfylde dette krav, du skal bare være forsigtig.

Der er sandsynligvis ikke behov for at tegne et kredsløb med en modificeret udgang "+/-20 V" - hvis du har forstået princippet om at opnå "+/-40 V", så bruges nøjagtig den samme teknik her.

Højfrekvent interferens

Interferens med konverterens frekvens er plagen ved at skifte strømforsyning. Når de først opstår, spredes de gennem alle kredsløb og forringer enhedernes ydeevne. Mest af alt lider forskellige typer af analoge signalmodtagere under dette, især dem med en kablet forbindelse uden elektrisk isolering. Ak, "forstærkeren" har alle disse "fordele", så problemet med RF-interferens er meget akut. Lad os overveje en forenklet topologi af en halvbro-klasse pulskonverter:

Netværksspændingen på 220 volt ensrettes af diodebroen UZ1, udglattes af kondensator C1 og derefter tilføres konverteren. Kun nøgletransistorer trækkes fra den, de resterende elementer påvirker ikke støjniveauet. Transistorer Q1 og Q2 er tilsluttet skiftevis, hvilket skaber en PWM-spænding ved udgangen. Kondensator C2 fjerner DC-komponenten og transmitterer AC-signalet uden dæmpning. Fra synspunktet om forekomsten af ​​interferens kan det mentalt "forkortes", og faktisk tegnede jeg det forgæves, jeg kunne simpelthen ikke undertrykke vanen med ikke at lave ubrugelige løsninger, selv i betinget form.

Spændingen på transformatorens primærvikling (ben 6-4) er af en kompleks form med meget "skarpe" kanter med en amplitude på +/-150 volt (+/- halvdelen af ​​forsyningsspændingen). For at være i det mindste noget specifik, lad os antage, at PWM-spændingen genereres med en arbejdscyklus på 70%, og udgangsspændingen er stabiliseret ved 12 volt. Det betyder, at hver sekundærvikling modtager en pulsspænding med en amplitude på +/-20 volt.

Det er ikke tilfældigt, at jeg vedvarende gentager om fronter - jo skarpere amplituden af ​​signalet ændrer sig, jo større er dets spektrum. Den "lille" interwinding kapacitans leder ikke godt konverterens grundfrekvens, men "fronterne" er helt anderledes, de producerer en meget høj frekvens, flere megahertz, og den passerer godt selv gennem den "lille" interwinding kapacitans. Derfor er interferens synlig ved udgangsspændingerne, ikke i form af konverteringsfrekvensen (40-80 kHz), men snarere "stikker", en byge af HF-svingninger i øjeblikke af transistorskiftefronterne.

Hvordan kan du reducere RF-interferens? Skærmen er allerede lavet og dens driftseffektivitet er ret høj... men det er ikke nok. Skal jeg installere et filter ved udgangen af ​​strømforsyningen? God idé, dette gøres ofte, og det er en effektiv foranstaltning. I denne strømforsyning bør noget lignende bestemt gøres ved at føre strømforsyningens udgangsledninger gennem en ferritring, men disse er alle midler til at håndtere konsekvenserne, og ikke med selve sygdommen.

Der er kun én ting tilbage at gøre - placer en lille kondensator mellem de fælles ledninger på den primære og sekundære side. Interferens induceres mellem disse kredsløb, hvilket betyder, at kondensatoren vil "undertrykke" dem. Teknikken er gammel og har været brugt i lang tid, men den har en ulempe, der begrænser dens udbredte anvendelse - den "fælles" ledning i netværksdelen af ​​kredsløbet er ret "beskidt" med et højt niveau af interferens. Dette skyldes det faktum, at transistorer skifter høj effekt med lav koblingstid, hvilket giver et højt niveau af RF-interferens i strømkredsløb.

Installation af en kondensator mellem "jorden" af netværket og udgangsdelene reducerer støjniveauet i transformeren, men tilføjer støj fra transistorernes strømforsyningskredsløb. Typisk anvendes en kondensator på 470 pF - 4,7 nF (afhængig af værdien af ​​den aktive sammenviklingskapacitet) med en driftsspænding på mindst 3000 volt. Jeg brugte en almindelig "Y"-kondensator med en kapacitet på 2,2 nF. Effektiviteten af ​​støjundertrykkelse kan ses af lækstrømmen mellem "jord"-kredsløbene i netværket og udgangsdele af enheden, for hvilken der er installeret en 1 kOhm modstand mellem dem, og spændingen måles. Den originale version er placeret til venstre efter tilføjelse af en kondensator til højre:

Det er tydeligt at se, at interferensniveauet er faldet flere gange. Men hvem er interesseret i eventuelle lækstrømme? Lad os tage et kig på, hvad der ændrer sig ved udgangen af ​​strømforsyningen.

Til venstre er et oscillogram før installation af kondensatoren, til højre - efter:

Billederne er taget for en belastningseffekt på 40 W. Og også her er forskellene synlige med det blotte øje. Tilføjelse af en kondensator eliminerede den "højfrekvente støj", der gjorde det meste af skaden. De resterende "pinde" fjernes nemt af LC-filteret på forstærkerkortet og giver ikke problemer.

Du bør ikke forsøge at opnå et særligt lavt niveau af interferens i selve strømforsyningen - der er tydeligvis ikke plads nok der til normal routing af jordkredsløbet, og den kompakte placering af strømelementer skaber betingelser for udbredelse af interferens gennem stråling. Det er ikke for ingenting, at netværksstrømforsyninger er fremstillet som separate enheder i en metalkasse.

Observationer og konklusioner

Efter alle ændringerne og ændringerne fik vi følgende strømforsyning:

Dens konvertering fandt sted uden nogen komplikationer og brændte transistorer, hvilket er sjældent til at skifte strømforsyning. Det vigtigste er at være forsigtig med ikke at fjerne noget unødvendigt, især for standby-kildekredsløbene. Effektiviteten blev ikke målt specifikt ved en belastning på 200 W er den omkring 86 procent. Det er interessant, at strømforsyningen før ændringen viste en effektivitet på 76 procent, men hovedbelastningen blev skabt ved 12 V-udgangen Nå, den ekstra transformer forringer ikke strømforsyningens ydeevne, og dette er gode nyheder .

Hvad angår selve strømforsyningen, er der med en belastning på 100 W ingen elementer varmere end 40 grader i den. Strømforsyningen har en ventilator med termostat ved lave belastninger, dens rotationshastighed er ekstremt lav, og det producerede støjniveau er ubetydeligt. Det ville være muligt at fjerne det helt, men radiatorernes design er dårligt egnet til køling ved naturlig konvektion. Derudover er effektiviteten af ​​forstærkeren på ingen måde 100% og den vil også indeholde en radiator. Det betyder, at en ventilator kan være meget nyttig - selv med en lille mængde luftstrøm øges effektiviteten af ​​forstærkerens radiator, og den kan gøres mindre.

Forfining af strømforsyningscontrollerkredsløbet, højfrekvent interferens, observationer og konklusioner, konklusion