ATX STRØMFORSYNING, KREDS

Computerstrømforsyninger bliver mere og mere populære blandt radioamatører hver dag.ATX. Til en relativt lav pris repræsenterer de en kraftig, kompakt spændingskilde på 5 og 12 V 250 - 500 watt. BPATXkan også bruges i opladere Til bilbatterier, og i laboratoriestrømforsyninger og i svejse invertere, og mange flere applikationer kan findes til dem med en vis mængde fantasi. Desuden, hvis strømforsyningskredsløbetATXog er genstand for ændringer, derefter minimal.

Kredsløbsdesignet af disse strømforsyninger er omtrent det samme for næsten alle producenter. En lille forskel gælder kun for AT- og ATX-strømforsyninger. Den største forskel mellem dem er, at AT-strømforsyningen ikke understøtter den avancerede strømstyringsstandard i software. Du kan kun slukke for denne strømforsyning ved at stoppe spændingsforsyningen til dens indgang, og i ATX-strømforsyninger er det muligt programmæssigt at slukke for den ved hjælp af et styresignal fra bundkortet. Typisk har et ATX-kort store størrelser end AT og er forlænget lodret.

I enhver computerstrømforsyning er +12 V-spændingen beregnet til at drive diskdrevets motorer. Strømforsyningen til dette kredsløb skal give en stor udgangsstrøm, især i computere med mange drevbåse. Denne spænding leveres også til ventilatorerne. De forbruger strøm op til 0,3 A, men i nye computere er denne værdi under 0,1 A. Der tilføres +5 volt strøm til alle computerens komponenter, derfor har den meget høj effekt og strøm, op til 20 A, og +3,3 volt spænding er udelukkende beregnet til at drive processoren. Ved at vide, at moderne multi-core processorer har en effekt på op til 150 watt, er det ikke svært at beregne strømmen af ​​dette kredsløb: 100 watt/3,3 volt = 30 A! Negative spændinger -5 og -12 V er ti gange svagere end de primære positive, så der er simple 2-amp dioder uden radiatorer.

Strømforsyningens opgaver omfatter også at suspendere systemets funktion, indtil indgangsspændingen når en værdi, der er tilstrækkelig til normal drift. Hver strømforsyning gennemgår interne kontroller og test af udgangsspænding, før de får lov til at starte systemet. Herefter sendes et særligt Power Good-signal til bundkortet. Hvis dette signal ikke modtages, vil computeren ikke fungere.

Power Good-signalet kan bruges til manuel nulstilling, hvis det påføres urgeneratorchippen. Når Power Good-signalkredsløbet er jordet, stopper clockgenereringen, og processoren stopper. Efter åbning af kontakten genereres et kortvarigt processorinitieringssignal, og normal signalstrøm er tilladt - en hardwaregenstart af computeren udføres. I computerstrømforsyninger af ATX-typen er der et signal kaldet PS ON, det kan bruges af programmet til at slukke for strømkilden.

Her kan du downloade computerstrømforsyninger, og her er en meget brugbar beskrivelse, typer og funktionsprincip for AT- og ATX-strømforsyninger.For at kontrollere strømforsyningens funktionalitet skal du indlæse strømforsyningen med lamper til billygter og måle alle udgangsspændinger med en tester. Hvis spændingen er inden for normale grænser. Det er også værd at kontrollere ændringen i spændingen leveret af strømforsyningen med en ændring i belastningen.

Driften af ​​disse strømforsyninger er meget stabil og pålidelig, men i tilfælde af forbrænding svigter kraftige transistorer, lav-modstande, ensretterdioder på radiatoren, varistorer, transformer og sikring oftest.

Til computer strømforsyninger

Enhver computer kan ikke fungere uden en strømforsyning. Derfor bør du tage dit valg alvorligt. Efter alt fra stabil og pålidelig drift Strømforsyningen vil afhænge af selve computerens ydeevne.

Hvad er det

Strømforsyningens hovedopgave er at konvertere vekselstrøm og yderligere generere den nødvendige spænding til normal drift af alle pc-komponenter.

Spænding påkrævet til drift af komponenter:

• +12V;
• +3,3V.

Ud over disse deklarerede værdier er der yderligere værdier:

• -12V;

Strømforsyningen fungerer som en galvanisk isolation mellem elektrisk stød fra stikkontakten og komponenter, der forbruger strøm. Et simpelt eksempel: hvis der opstår en strømlækage, og en person rører ved huset centralenhed han ville få et elektrisk stød, men takket være strømforsyningen sker det ikke. ATX-format strømforsyninger (PS) bruges ofte.

Oversigt over strømforsyningskredsløb

Hoveddelen blokdiagram IP, ATX-formatet, er en halvbro-konverter. Betjening af omformere af denne type er at bruge push-pull-tilstand.

Stabilisering af IP-outputparametrene udføres ved hjælp af pulsbreddemodulation (PWM-controller) af styresignaler.

I pulserende kilder Til strømforsyning bruges ofte TL494 PWM-controllerchippen, som har en række positive egenskaber:

• acceptable ydelseskarakteristika for mikrokredsløbet. Dette er lille startstrøm, ydeevne;
• tilstedeværelse af universelle interne beskyttelseselementer;
• Brugervenlighed.

Enkel omskiftning af strømforsyning

Driftsprincip for konventionel puls Strømforsyningen kan ses på billedet.

Den første blok udfører skiftet fra vekselstrøm til jævnstrøm. Konverteren er lavet i form af en diodebro, som omdanner spænding, og en kondensator, som udjævner svingninger.

Ud over disse elementer kan der også være yderligere komponenter: spændingsfilter og termistorer. Men på grund af de høje omkostninger er disse komponenter muligvis ikke tilgængelige.

Generatoren skaber impulser med en bestemt frekvens, der driver transformatorviklingen. Transformatoren udfører hovedjob i BP er dette - galvanisk isolering og konvertering af strømmen til de nødvendige værdier.

Video: Funktionsprincip for PWM-controlleren

ATX uden koefficientkorrektion

En simpel omskifter strømforsyning, selvom en fungerende enhed, er ubelejlig at bruge i praksis. Mange af dens udgangsparametre "flyder", inklusive spænding. Alle disse indikatorer ændrer sig på grund af ustabil spænding, temperatur og belastning på konverterens udgang.

Men hvis du administrerer disse indikatorer ved hjælp af en controller, som vil fungere som en stabilisator og ekstra funktioner, så vil kredsløbet være ganske velegnet til brug.

Blokdiagrammet for en strømforsyning, der bruger en pulsbreddemodulationscontroller, er simpelt og repræsenterer en pulsgenerator på en PWM-controller.

PWM-controlleren regulerer amplituden af ​​ændringer i signaler, der passerer gennem filteret lave frekvenser(LPF). Den største fordel er den høje effektivitet af effektforstærkere og brede anvendelsesmuligheder.

ATX med effektfaktorkorrektion

Vises i nye pc-strømforsyninger ekstra blok– effektfaktorkorrektor (PFC). PFC eliminerer de opståede fejl i AC-broensretteren og øger effektfaktoren (PF).

Derfor producerer producenter aktivt strømforsyninger med obligatorisk CM-korrektion. Det betyder, at strømforsyningen på computeren vil fungere i området 300W eller mere.

Disse strømforsyninger bruger en speciel induktor med en højere induktans end ved indgangen. Sådan en IP kaldes PFC eller passiv PFC. Har en imponerende vægt pga yderligere brug kondensatorer ved udgangen af ​​ensretteren.

Ulemper inkluderer strømforsyningens lave pålidelighed og ukorrekt drift af UPS'en, når du skifter driftstilstand "batteri/net".

Dette skyldes den lille kapacitet på netspændingsfilteret, og i det øjeblik spændingen falder, stiger PFC-strømmen, og i dette øjeblik aktiveres kortslutningsbeskyttelsen.

På en to-kanals PWM-controller

Dual-channel PWM-controllere bruges ofte i moderne computerstrømforsyninger. Et enkelt mikrokredsløb er i stand til at udføre rollen som en konverter og CM-korrektor, hvilket reducerer det samlede antal elementer i strømforsyningskredsløbet.

I ovenstående kredsløb genererer den første del en stabiliseret spænding på +38V, og den anden del er en konverter, der genererer en stabiliseret spænding på +12V.

Tilslutningsdiagram for computerens strømforsyning

For at tilslutte strømforsyningen til computeren skal du udføre en række sekventielle trin:

Designfunktioner

For at forbinde komponenter personlig computer Strømforsyningen har forskellige stik. På bagsiden er der et stik til netværkskabel og en afbryderknap.

Derudover kan der også være et stik til tilslutning af en skærm på bagvæggen af ​​strømforsyningen.

I forskellige modeller Der kan være andre stik:

Moderne pc-strømforsyninger er mindre tilbøjelige til at installere en blæser på bagvæggen, som trækker ud varm luft fra BP. For at erstatte denne løsning begyndte man at bruge en ventilator på den øverste væg, som var større og mere støjsvag.

På nogle modeller er det muligt at finde to blæsere på én gang. Fra væggen, som er placeret inde i systemenheden, kommer en ledning med et specielt stik til at levere strøm til bundkortet. Billedet viser mulige tilslutningsstik og kontaktbetegnelser.

Hver ledningsfarve leverer en bestemt spænding:

• gul - +12 V;
• rød - +5 V;
• orange - +3,3 V;
• sort – jording.

U forskellige producenter Værdierne for disse trådfarver kan variere.

Der er også stik til at levere strøm til computerkomponenter.

Parametre og egenskaber

Strømforsyningsenheden på en personlig computer har mange parametre, som muligvis ikke er angivet i dokumentationen. Flere parametre er angivet på sidemærkaten - spænding og effekt.

Strøm er hovedindikatoren

Disse oplysninger er skrevet på etiketten med stor skrift. En strømforsynings nominelle effekt angiver den samlede mængde elektricitet, der er tilgængelig for interne komponenter.

Det ser ud til, at valg af en strømforsyning med den nødvendige strøm ville være nok til at opsummere komponenternes forbrugte indikatorer og vælge en strømforsyning med en lille margen. Derfor vil der ikke være den store forskel på 200w og 250w.

Men i virkeligheden ser situationen mere kompliceret ud, fordi udgangsspændingen kan være anderledes - +12V, -12V og andre. Hver spændingslinje bruger en vis mængde strøm. Men i strømforsyningen er der én transformer, der genererer alle de spændinger, som pc'en bruger. I sjældne tilfælde kan der placeres to transformere. Dette er en dyr mulighed og bruges som kilde på servere.

I simple strømforsyninger anvendes 1 transformer. På grund af dette kan effekten på spændingsledningerne ændre sig, stige med lav belastning på andre ledninger og omvendt falde.

Driftsspænding

Når du vælger en strømforsyning, skal du være opmærksom på de maksimale driftsspændingsværdier, såvel som rækken af ​​indgående spændinger, den skal være fra 110V til 220V.

Sandt nok er de fleste brugere ikke opmærksomme på dette, og når de vælger en strømforsyning med klassificeringer fra 220V til 240V, risikerer de hyppige pc-nedlukninger.

En sådan strømforsyning slukker, når spændingen falder, hvilket ikke er ualmindeligt for vores elektriske netværk Overskridelse af de deklarerede værdier vil føre til, at pc'en slukker, og beskyttelsen vil fungere. For at tænde for strømforsyningen igen, skal du afbryde den fra netværket og vente et minut.

Det skal huskes, at processoren og videokortet bruger en maksimal driftsspænding på 12V. Derfor skal du være opmærksom på disse indikatorer For at reducere belastningen på stikkene er 12V-linjen opdelt i et parallelt par med betegnelsen +12V1 og +12V2. Disse indikatorer skal være angivet på etiketten.

Før du vælger en strømforsyning til køb, skal du være opmærksom på strømforbruget af pc'ens interne komponenter.

Men nogle videokort kræver et særligt strømforbrug på +12V, og disse indikatorer skal tages i betragtning, når du vælger en strømforsyning. For en pc med ét videokort installeret er en kilde med en effekt på 500 W eller 600 typisk tilstrækkelig.

Du bør også læse kundeanmeldelser og ekspertanmeldelser om den valgte model og producenten. Bedste muligheder, som du skal være opmærksom på er: magt, stille drift, kvalitet og overensstemmelse med de skriftlige karakteristika på etiketten.

Der er ingen grund til at spare penge, fordi driften af ​​hele pc'en afhænger af strømforsyningens drift. Derfor, jo bedre og mere pålidelig kilden er, jo længere vil computeren holde. Brugeren kan være sikker på, at han har gjort det rigtige valg og du skal ikke bekymre dig om pludselige nedlukninger af din pc.

Kredsløb af computer strømforsyninger

Kredsløb til computere

R. ALEXANDROV, Maloyaroslavets, Kaluga-regionen.
Radio, 2002, nr. 5, 6, 8

UPS til husholdningscomputere er designet til at fungere fra et enfaset vekselstrømsnetværk (110/230 V, 60 Hz ≈ importeret, 127/220 V, 50 Hz ≈ indenlandsk produktion). Da 220 V, 50 Hz-netværket generelt er accepteret i Rusland, eksisterer problemet med at vælge en enhed til den nødvendige netspænding ikke. Du skal blot sikre dig, at netspændingsafbryderen på enheden (hvis der er en) er indstillet til 220 eller 230 V. Fraværet af en kontakt indikerer, at enheden er i stand til at fungere i det netspændingsområde, der er angivet på etiketten uden skift. UPS'er designet til 60 Hz fungerer fejlfrit på et 50 Hz netværk.

UPS'en er forbundet til bundkort i AT-format med to ledningsnet med stik P8 og P9, vist i fig. 1 (udsigt fra rederne). Ledningsfarverne angivet i parentes er standard, selvom ikke alle UPS-producenter nøje overholder dem. For at orientere stikkontakterne korrekt, når du tilslutter bundkortets stik, er der en simpel regel: de fire sorte ledninger (GND-kredsløb), der går til begge stik, skal være placeret ved siden af ​​hinanden.

Hovedstrømkredsløbene på bundkort i ATX-format er koncentreret i stikket vist i fig. 2. Som i det foregående tilfælde ses fra siden af ​​stikkontakterne. UPS'er i dette format har en input fjernbetjening(PS-ON-kredsløb), når den er tilsluttet en fælles ledning (COM-kredsløb ≈ "fælles", svarende til GND), begynder den enhed, der er tilsluttet netværket, at fungere. Hvis PS-ON≈COM-kredsløbet er åbent, er der ingen spænding ved UPS-udgangene, med undtagelse af "standby" +5 V i +5VSB-kredsløbet. I denne tilstand er strømforbruget fra netværket meget lavt.

UPS'er i ATX-format er udstyret med et ekstra udgangsstik, vist i fig. 3. Formålet med dets kredsløb er som følger:

FanM ≈ output fra ventilatorhastighedssensoren, der køler UPS'en (to impulser pr. omdrejning);
FanC ≈ analog (0...12 V) indgang til styring af denne ventilators rotationshastighed. Hvis denne indgang er afbrudt fra eksterne kredsløb eller er forsynet konstant tryk mere end 10 V, ventilatorydelsen er maksimal;
3,3V Sense ≈ feedbacksignalindgang for spændingsstabilisatoren +3,3 V. Den er tilsluttet separat ledning direkte med strømbenene på mikrokredsløbene på systemkortet, hvilket giver dig mulighed for at kompensere for spændingsfaldet på forsyningsledningerne. Hvis der ikke er nogen ekstra stikdåse, kan dette kredsløb føres til stik 11 på hovedstikket (se fig. 2);
1394R ≈ minus isoleret fra fælles ledning 8...48 V spændingskilde til strømforsyning af IEEE-1394 interfacekredsløb;
1394V ≈ plus af samme kilde.

En UPS af ethvert format skal være udstyret med flere stik til at forsyne diskdrev og nogle andre computerudstyr.

Hver "computer" UPS producerer et logisk signal kaldet R G. (Power Good) i AT-blokke eller PW-OK (Power OK) i ATX-blokke, højt niveau hvilket indikerer, at alle udgangsspændinger er inden for acceptable grænser. På computerens "bundkort" er dette signal involveret i at generere systemets nulstillingssignal. Når UPS'en er tændt, er RG-signalniveauet. (PW-OK) forbliver lav i nogen tid, hvilket forhindrer processoren i at fungere, indtil de transiente processer i strømkredsløbene er afsluttet.

Når netspændingen er slukket, eller UPS'en pludselig fejler, ændres det logiske niveau af P.G.-signalet (PW-OK), før enhedens udgangsspændinger falder til under acceptable værdier. Dette får processoren til at stoppe, forhindrer korruption af data gemt i hukommelsen og andre irreversible operationer.

En UPS's udskiftelighed kan vurderes ved hjælp af følgende kriterier.

Antal udgangsspændinger for at forsyne en IBM PC AT-format skal der være mindst fire (+12 V, +5 V, -5 V og -12 V). Maksimum og minimum udgangsstrøm reguleres separat for hver kanal. Deres sædvanlige værdier for kilder med forskellige kræfter er angivet i tabellen. 1 . ATX-computere kræver desuden +3,3 V og nogle andre spændinger (de blev nævnt ovenfor).

Bemærk, at Normal drift blokering ved en belastning mindre end minimum er ikke garanteret, og nogle gange er denne tilstand simpelthen farlig. Derfor anbefales det ikke at tilslutte UPS'en uden belastning til netværket (for eksempel til test).

Strømforsyningens effekt (i alt for alle udgangsspændinger) i en husstands-pc, der er fuldt udstyret med perifere enheder, skal være mindst 200 W. I praksis er det nødvendigt at have 230...250 W, og ved installation af ekstra harddiske og cd-rom-drev kan der være behov for mere. PC-fejl, især dem, der opstår, når de nævnte enheders elektriske motorer er tændt, er ofte forbundet med en overbelastning af strømforsyningen. Computere, der bruges som informationsnetværksservere, forbruger op til 350 W. UPS'er med lav effekt (40...160 W) bruges i specialiserede f.eks. kontrolcomputere med et begrænset sæt periferiudstyr.

Volumen optaget af en UPS stiger normalt på grund af en stigning i dens længde mod frontpanelet på pc'en. Installationsdimensionerne og monteringspunkterne for enheden i computerkabinettet forbliver uændrede. Derfor kan enhver (med sjældne undtagelser) blok installeres i stedet for den mislykkede.

Grundlaget for de fleste UPS'er er en push-pull halvbro-inverter, der arbejder med en frekvens på flere titusinder kilohertz. Inverterens forsyningsspænding (ca. 300 V) er ensrettet og udjævnet netspænding. Selve inverteren består af en styreenhed (impulsgenerator med et mellemeffektforstærkningstrin) og et kraftigt udgangstrin. Sidstnævnte er indlæst på en højfrekvent krafttransformator. Udgangsspændingerne opnås ved hjælp af ensrettere forbundet til sekundærviklingerne af denne transformer. Spændingsstabilisering udføres ved hjælp af pulsbreddemodulation (PWM) af pulser genereret af inverteren. Typisk er kun én udgangskanal dækket af det stabiliserende OS, normalt +5 eller +3,3 V. Som følge heraf afhænger spændingerne ved andre udgange ikke af netværksspændingen, men forbliver underlagt belastningens indflydelse. Nogle gange stabiliseres de yderligere ved hjælp af konventionelle stabilisatorchips.

NETSETTER

I de fleste tilfælde udføres denne enhed i overensstemmelse med et skema svarende til det vist i fig. 4, er forskellene kun i typen af ​​ensretterbro VD1 og et større eller mindre antal beskyttelses- og sikkerhedselementer. Nogle gange er broen samlet af individuelle dioder. Når kontakt S1 er åben, hvilket svarer til, at enheden får strøm fra et 220...230 V netværk, er ensretteren en bro, spændingen på dens udgang (kondensatorer C4, C5 forbundet i serie) er tæt på amplituden af netværk. Når de forsynes med strøm fra et netværk på 110...127 V, ved at lukke kontaktens kontakter, forvandler de enheden til en ensretter med fordobling af spændingen og opnår ved sin udgang en konstant spænding, der er to gange amplituden af ​​netværksspændingen. Sådan omskiftning er tilvejebragt i UPS'er, hvis stabilisatorer kun holder udgangsspændingerne inden for acceptable grænser, når netspændingen afviger med 20 %. Enheder med mere effektiv stabilisering er i stand til at fungere ved enhver netspænding (normalt fra 90 til 260 V) uden at skifte.

Modstande R1, R4 og R5 er designet til at aflade ensretterkondensatorerne, efter at de er afbrudt fra netværket, og C4 og C5 udligner desuden spændingerne på kondensatorerne C4 og C5. Termistor R2 med en negativ temperaturkoefficient begrænser amplituden af ​​startstrømmens ladekondensatorer C4, C5 i det øjeblik, enheden tændes. Derefter, som et resultat af selvopvarmning, falder dens modstand, og det påvirker praktisk talt ikke driften af ​​ensretteren. Varistor R3 med en klassifikationsspænding, der er større end netværkets maksimale amplitude, beskytter mod overspændinger af sidstnævnte. Desværre er denne varistor ubrugelig, hvis en enhed med en lukket switch S1 ved et uheld tændes i et 220 V-netværk. De alvorlige konsekvenser af dette kan undgås ved at udskifte modstande R4, R5 med varistorer med en klassifikationsspænding på 180...220. V, hvis nedbrydning medfører forbrænding af sikringsforbindelsen FU1. Nogle gange er varistorer forbundet parallelt med de specificerede modstande eller kun en af ​​dem.

Kondensatorer C1 ≈ SZ og to-vindet induktor L1 danner et filter, der beskytter computeren mod interferens fra netværket og netværket mod interferens, computer genereret. Via kondensatorerne C1 og SZ er computerkabinettet forbundet via vekselstrøm til netværksledningerne. Derfor kan spændingen ved berøring af en ujordet computer nå halvdelen af ​​netværksspændingen. Dette er ikke livstruende, da reaktansen af ​​kondensatorerne er ret høj, men det fører ofte til fejl i grænsefladekredsløbene, når perifere enheder er tilsluttet computeren.

KRAFTIG INVERTER-KASKADE

På ris. 5 viser en del af kredsløbsdiagrammet for den almindelige GT-150W UPS. De impulser, der genereres af styreenheden, sendes gennem transformeren T1 til baserne af transistorerne VT1 og VT2, og åbner dem skiftevis. Dioder VD4, VD5 beskytter transistorer mod omvendt polaritetsspænding. Kondensatorer C6 og C7 svarer til C4 og C5 i ensretteren (se fig. 4). Spændingerne af transformatorens T2 sekundære viklinger ensrettes for at opnå output. En af ensretterne (VD6, VD7 med filter L1C5) er vist i diagrammet.

De mest kraftfulde UPS-kaskader adskiller sig fra dem, der kun betragtes som transistortyper, som for eksempel kan være felteffekter eller indeholde indbyggede beskyttelsesdioder. Der er flere muligheder for design af basiskredsløb (til bipolære) eller gatekredsløb (til felteffekttransistorer) Med forskellige tal, ratings og kredsløbsdiagrammer af elementer. For eksempel kan modstande R4, R6 forbindes direkte til baserne af de tilsvarende transistorer.

I stationær tilstand forsynes inverterens styreenhed med UPS'ens udgangsspænding, men i det øjeblik, den tændes, er den fraværende. Der er to hovedmåder til at opnå den nødvendige forsyningsspænding for at starte inverteren. Den første af dem er implementeret i den undersøgte ordning (fig. 5). Umiddelbart efter at enheden er tændt, strømmer den ensrettede netspænding gennem modstandsdeleren R3 ≈ R6 ind i basiskredsløbene på transistorerne VT1 og/T2 og åbner dem en smule, og dioder VD1 og VD2 forhindrer transistorernes base-emittersektioner i at blive shuntet af viklinger II og III på transformer T1. Samtidig oplades kondensatorerne C4, C6 og C7, og ladestrømmen af ​​kondensator C4, der strømmer gennem vikling I på transformer T2 og gennem en del af vikling II på transformer T1, inducerer en spænding i viklinger II og III på sidstnævnte der åbner en af ​​transistorerne og lukker den anden. Hvilken transistor der lukker og hvilken der åbner afhænger af asymmetrien af ​​kaskadeelementernes karakteristika.

Som et resultat af virkningen af ​​positiv feedback forløber processen som en lavine, og en impuls induceret i vikling II af transformer T2 gennem en af ​​dioderne VD6, VD7, modstanden R9 og dioden VD3 oplader kondensatoren SZ til en spænding, der er tilstrækkelig til at starte driften af ​​styreenheden. Efterfølgende strømforsynes den af ​​det samme kredsløb, og spændingen, der ensrettes af dioder VD6, VD7, efter udjævning af L1C5-filteret, leveres til +12 V-udgangen på UPS'en.

Udgaven af ​​de indledende opstartskredsløb, der bruges i LPS-02-150XT UPS'en, adskiller sig kun ved, at spændingen til divideren, svarende til R3 ≈ R6 (fig. 5), forsynes fra en separat halvbølgeensretter af netspændingen med en filterkondensator med lille kapacitet. Som følge heraf åbner invertertransistorerne lidt før hov(C6, C7, se fig. 5) oplades, hvilket sikrer en mere pålidelig start.

Den anden metode til at forsyne styreenheden under opstart involverer tilstedeværelsen af ​​en speciel laveffekt-reducerende transformer med en ensretter, som vist i diagrammet i fig. 6 brugt i PS-200B UPS.

Antallet af omdrejninger af transformatorens sekundære vikling er valgt, så den ensrettede spænding er lidt mindre end udgangen i enhedens +12 V-kanal, men tilstrækkelig til driften af ​​styreenheden. Når UPS'ens udgangsspænding når sin nominelle værdi, åbner dioden VD5, dioderne på broen VD1 ≈ VD4 forbliver lukkede under hele vekselspændingsperioden, og kontrolenheden skifter til strømforsyning med inverterens udgangsspænding, uden at forbruge mere energi fra den "startende" transformer.

I højeffekt-invertertrin, der udløses på denne måde, er der ikke behov for en indledende bias ved basen af ​​transistorerne og positiv feedback. Derfor er modstande R3, R5 ikke påkrævet, dioder VD1, VD2 udskiftes med jumpere, og vikling II af transformer T1 er lavet uden tap (se fig. 5).

OUTPUT-ENSETTERE

I fig. 7 vist typisk diagram fire-kanals UPS ensretterenhed. For ikke at krænke symmetrien af ​​magnetiseringsvendingen af ​​det magnetiske kredsløb krafttransformer ensrettere bygges kun ved hjælp af fuldbølgekredsløb, og broensrettere, som er karakteriseret ved øgede tab, bruges næsten aldrig. hovedfunktion ensrettere i UPS'en ≈ udjævningsfiltre, startende med induktans (choke). Spændingen ved udgangen af ​​en ensretter med et sådant filter afhænger ikke kun af amplituden, men også af arbejdscyklussen (forholdet mellem varigheden og gentagelsesperioden) af de impulser, der ankommer til indgangen. Dette gør det muligt at stabilisere udgangsspændingen ved at ændre indgangens duty cycle. Ensrettere med filtre, der starter med en kondensator, der bruges i mange andre tilfælde, har ikke denne egenskab. Processen med at ændre pulsernes arbejdscyklus kaldes normalt PWM ≈ pulsbreddemodulation (engelsk PWM ≈ Pulse Width Modulation).

Da amplituden af ​​pulserne, proportional med spændingen i forsyningsnettet, ved indgangene på alle ensrettere i blokken ændres i henhold til samme lov, stabiliserer stabilisering af en af ​​udgangsspændingerne ved hjælp af PWM alle de andre. For at forstærke denne effekt er filterdrosler L1.1 ≈ L1.4 af alle ensrettere viklet på en fælles magnetisk kerne. Den magnetiske forbindelse mellem dem synkroniserer desuden de processer, der forekommer i ensretterne.

Til korrekt drift En ensretter med et L-filter kræver, at dens belastningsstrøm overstiger en vis minimumsværdi, afhængigt af filterspolens induktans og pulsfrekvensen. Denne startbelastning skabes af modstande R4 ≈ R7, der er forbundet parallelt med udgangskondensatorerne C5 ≈ C8. De tjener også til at fremskynde afladningen af ​​kondensatorer, efter at UPS'en er slukket.

Nogle gange opnås en spænding på -5 V uden en separat ensretter fra en spænding på -12 V ved hjælp af en integreret stabilisator i 7905-serien. Indenlandske analoger er mikrokredsløb KR1162EN5A, KR1179EN05. Den strøm, der forbruges af computerknudepunkter langs dette kredsløb, overstiger normalt ikke flere hundrede milliampere.

I nogle tilfælde integrerede stabilisatorer installeret i andre UPS-kanaler. Denne løsning eliminerer indflydelsen af ​​en skiftende belastning på udgangsspændingerne, men reducerer effektiviteten af ​​enheden og bruges af denne grund kun i relativt laveffektkanaler. Et eksempel er diagrammet over PS-6220C UPS ensretterenheden vist i ris. 8. Dioder VD7 ≈ VD10 ≈ beskyttende.

Som i de fleste andre enheder indeholder +5 V spændingsensretteren her Schottky barrieredioder (VD6 samling), som er kendetegnet ved et lavere fremadrettet spændingsfald og omvendt modstandsgenvindingstid end konventionelle dioder. Begge disse faktorer er gunstige for at øge effektiviteten. Desværre tillader den relativt lave tilladte omvendte spænding ikke brugen af ​​Schottky-dioder i +12 V-kanalen. I den pågældende knude er dette problem imidlertid løst seriel forbindelse to ensrettere: til 5 V tilføjes de manglende 7 V af en ensretter på en samling af Schottky-dioder VD5.

For at eliminere spændingsstigninger, der er farlige for dioder og forekommer i transformatorviklingerne ved pulsfronter, er dæmpningskredsløb R1C1, R2C2, R3C3 og R4C4 tilvejebragt.

STYREENHED

I de fleste "computer" UPS'er er denne enhed bygget på basis af TL494CN PWM-controllerchippen (hjemlig ækvivalent ≈ KR1114EU4) eller dens modifikationer. Hoveddelen af ​​diagrammet for en sådan knude er vist i fig. 9, viser den også elementerne intern enhed det nævnte mikrokredsløb.

Savtandspændingsgeneratoren G1 fungerer som master. Dens frekvens afhænger af vurderingerne eksterne elementer R8 og NW. Den genererede spænding tilføres to komparatorer (A3 og A4), hvis udgangsimpulser summeres af OR-elementet D1. Dernæst tilføres impulserne gennem NOR-elementerne D5 og D6 til udgangstransistorerne på mikrokredsløbet (V3, V4). Impulser fra udgangen af ​​element D1 ankommer også til tælleindgangen på trigger D2, og hver af dem ændrer triggerens tilstand. Hvis der således påføres en træstamme på mikrokredsløbets ben 13. 1 eller, som i det foreliggende tilfælde, den efterlades fri, veksler impulserne ved udgangene af elementerne D5 og D6, hvilket er nødvendigt for at styre en push-pull-inverter. Hvis TL494-chippen bruges i en single-ended spændingsomformer, er ben 13 forbundet med den fælles ledning, som et resultat, er trigger D2 ikke længere involveret i operationen, og der vises impulser ved alle udgange samtidigt.

Element A1 er en fejlsignalforstærker i UPS-udgangsspændingsstabiliseringskredsløbet. Denne spænding (i dette tilfælde ≈ +5 V) leveres til en af ​​forstærkerindgangene gennem en resistiv deler R1R2. Ved dens anden indgang ≈ referencespændingen opnået fra stabilisatoren A5 indbygget i chippen ved hjælp af en resistiv deler R3 ≈ R5. Spændingen ved udgangen A1, proportional med forskellen mellem indgangsenerne, sætter driftstærsklen for komparatoren A4 og følgelig impulsernes arbejdscyklus ved dens udgang. Da UPS'ens udgangsspænding afhænger af driftscyklussen (se ovenfor), in lukket system dens lighed med den eksemplariske bibeholdes automatisk under hensyntagen til divisionskoefficienten R1R2. R7C2-kæden er nødvendig for stabilisatorens stabilitet. Den anden forstærker (A2), i dette tilfælde, fra kontakterne ved at levere de passende spændinger til dens indgange, deltager ikke i operationen.

Funktionen af ​​komparator A3 er at garantere tilstedeværelsen af ​​en pause mellem impulser ved udgangen af ​​element D1, selv hvis udgangsspændingen fra forstærker A1 er uden for de tilladte grænser. Minimumsreaktionstærskel A3 (ved tilslutning af ben 4 til fælles ledning) er indstillet intern kilde spænding GV1. Efterhånden som spændingen ved ben 4 stiger, stiger den minimale pausevarighed, og derfor falder den maksimale udgangsspænding på UPS'en.

Denne egenskab bruges til problemfri opstart af UPS'en. Faktum er, at i det første øjeblik af driften af ​​enheden er filterkondensatorerne på dens ensrettere fuldstændigt afladet, hvilket svarer til at kortslutte udgangene til den fælles ledning. Start omformeren med det samme fuld kraft"vil føre til en enorm overbelastning af transistorerne i den kraftige kaskade og deres mulige fejl. C1R6-kredsløbet sikrer en jævn, overbelastningsfri start af inverteren.

I det første øjeblik efter tænding aflades kondensator C1, og spændingen ved ben 4 på DA1 er tæt på +5 V modtaget fra stabilisator A5. Dette garanterer en pause af den maksimalt mulige varighed, op til det fuldstændige fravær af impulser ved udgangen af ​​mikrokredsløbet. Når kondensator C1 oplades gennem modstand R6, falder spændingen ved ben 4 og dermed pausens varighed. Samtidig stiger UPS'ens udgangsspænding. Dette fortsætter, indtil det nærmer sig den eksemplariske, og stabiliserende feedback træder i kraft. Yderligere opladning af kondensator C1 påvirker ikke processerne i UPS'en. Da kondensator C1 skal være fuldstændig afladet, før hver UPS tændes, er der i mange tilfælde kredsløb til dens tvungne afladning (ikke vist i fig. 9).

MELLEMKASKADE

Opgaven med denne kaskade er at forstærke pulserne, før de føres til kraftige transistorer. Nogle gange mangler mellemtrinnet som uafhængig knude, der er en del af master-oscillator-mikrokredsløbet. Diagrammet over en sådan kaskade, der bruges i PS-200B UPS'en, er vist i fig. 10 . Matchende transformer T1 svarer her til den med samme navn i fig. 5.

APPIS UPS'en bruger et mellemtrin i henhold til kredsløbet vist i fig. 11, som adskiller sig fra den ovenfor diskuterede ved tilstedeværelsen af ​​to matchende transformere T1 og T2 ≈ separat for hver effekttransistor. Polariteten af ​​transformatorviklingerne er sådan, at mellemtrinstransistoren og effekttransistoren, der er knyttet til den, er i åben tilstand på samme tid. Hvis der ikke træffes særlige foranstaltninger, vil akkumuleringen af ​​energi i transformatorernes magnetiske kredsløb efter et par cyklusser af inverterdrift føre til mætning af sidstnævnte og et betydeligt fald i viklingernes induktans.

Lad os overveje, hvordan dette problem løses ved at bruge eksemplet på en af ​​"halvdelene" af mellemtrinnet med transformer T1. Når transistoren i mikrokredsløbet er åben, er viklingen Ia forbundet til strømkilden og den fælles ledning. En lineært stigende strøm løber gennem den. En positiv spænding induceres i vikling II, som kommer ind i basiskredsløbet af den kraftige transistor og åbner den. Når transistoren i mikrokredsløbet er lukket, vil strømmen i vikling Ia blive afbrudt. Men den magnetiske flux i transformatorens magnetiske kerne kan ikke ændre sig øjeblikkeligt, så en lineært faldende strøm vil forekomme i viklingen Ib, der strømmer gennem den åbnede diode VD1 fra den fælles ledning til strømkildens plus. Den energi, der er akkumuleret i magnetfeltet under pulsen, vender således tilbage til kilden under pausen. Spændingen på vikling II under pausen er negativ, og den kraftige transistor er lukket. Den anden "halvdel" af kaskaden med transformer T2 fungerer på lignende måde, men i modfase.

Tilstedeværelsen af ​​pulserende magnetiske fluxer med en konstant komponent i magnetiske kredsløb fører til behovet for at øge massen og volumen af ​​transformere T1 og T2. Generelt er et mellemtrin med to transformere ikke særlig vellykket, selvom det er blevet ret udbredt.

Hvis strømmen af ​​transistorerne i TL494CN-mikrokredsløbet ikke er nok til direkte at styre vekselretterens udgangstrin, skal du bruge et kredsløb svarende til det vist i fig. 12, som viser mellemstadiet af KYP-150W UPS. Halvdelene af vikling I af transformer T1 tjener som kollektorbelastninger af transistorer VT1 og VT2, skiftevis åbnet af impulser, der kommer fra DA1-mikrokredsløbet. Modstand R5 begrænser transistorernes kollektorstrøm til ca. 20 mA. Ved at bruge dioder VD1, VD2 og kondensator C1 på emitterne af transistorer VT1 og VT2 er den spænding, der kræves for deres pålidelige lukning, +1,6 V. Dioder VD4 og VD5 dæmper oscillationerne, der opstår, når der skiftes transistorer i kredsløbet dannet af induktansen af ​​viklingen I af transformer T1 og dens egen kapacitet. Diode VD3 lukker, hvis spændingsstigningen ved den midterste terminal af vikling I overstiger kaskadeforsyningsspændingen.

En anden version af mellemtrinskredsløbet (UPS ESP-1003R) er vist i fig. 13. I dette tilfælde er udgangstransistorerne på DA1-mikrokredsløbet forbundet i henhold til et kredsløb med en fælles kollektor. Kondensatorerne C1 og C2 øges. Transformator T1's vikling I har ikke en midterklemme. Afhængigt af hvilken af ​​transistorerne VT1, VT2 ind dette øjeblik er åben, er viklingskredsløbet lukket til strømkilden gennem modstand R7 eller R8 forbundet til kollektoren på den lukkede transistor.

FEJLFINDING

Før du reparerer UPS'en, skal den fjernes fra computerens systemenhed. For at gøre dette skal du afbryde computeren fra netværket ved at tage stikket ud af stikkontakten. Når du har åbnet computerkabinettet, frigør du alle UPS-stik og fjern UPS'en ved at skrue de fire skruer på bagvæggen af ​​systemenheden af. Fjern derefter det U-formede dæksel på UPS-kabinettet ved at skrue skruerne, der fastgør det, af. printplade kan fjernes ved at skrue de tre selvskærende skruer af, der fastgør den. Et træk ved mange UPS-kort er, at den trykte leder af den fælles ledning er opdelt i to dele, som kun er forbundet med hinanden gennem enhedens metallegeme. På brættet, der er fjernet fra kabinettet, skal disse dele forbindes med en overliggende leder.

Hvis strømforsyningen blev afbrudt fra strømforsyningen for mindre end en halv time siden, skal du finde og aflade 220 eller 470 uF x 250 V oxidkondensatorer på kortet (disse er de største kondensatorer i blokken). Under reparationsprocessen anbefales det at gentage denne operation efter hver afbrydelse af enheden fra netværket eller midlertidigt at omgå kondensatorerne med 100...200 kOhm modstande med en effekt på mindst 1 W.

Først og fremmest inspicerer de UPS'ens dele og identificerer dem, der tydeligvis er defekte, for eksempel dem, der er brændt eller har revner i kabinettet. Hvis fejlen i enheden var forårsaget af en blæserfejl, skal du kontrollere de elementer, der er installeret på kølepladerne: kraftfulde transistorer i inverteren og Schottky-diodesamlingerne af udgangsensretterne. Når oxidkondensatorer "eksploderer", sprøjtes deres elektrolyt gennem hele enheden. For at undgå oxidation af metalspændingsdele er det nødvendigt at vaske elektrolytten af ​​med en let alkalisk opløsning (for eksempel fortynding af "Fairy"-produktet med vand i forholdet 1:50).

Når du har tilsluttet enheden til netværket, skal du først og fremmest måle alle dens udgangsspændinger. Hvis det viser sig, at i mindst en af ​​udgangskanalerne er spændingen tæt på den nominelle værdi, skal fejlen søges i udgangskredsløbene for de fejlbehæftede kanaler. Men som praksis viser, fejler udgangskredsløb sjældent.

I tilfælde af funktionsfejl i alle kanaler er metoden til at bestemme fejl som følger. Mål spændingen mellem den positive terminal på kondensator C4 og den negative terminal på C5 (se fig. 4) eller kollektoren på transistoren VT1 og emitteren VT2 (se fig. 5 Hvis den målte værdi er væsentligt mindre end 310 V). du skal kontrollere og om nødvendigt udskifte diodebroen VD1 (se . Fig. 4) eller dens individuelle dioder. Hvis den ensrettede spænding er normal, men enheden ikke fungerer, er den ene eller begge transistorer i det kraftige invertertrin (VT1, VT2, se fig. 5), som er udsat for de største termiske overbelastninger, sandsynligvis svigtet. Hvis transistorerne virker, er der kun tilbage at kontrollere TL494CN-mikrokredsløbet og de tilhørende kredsløb.

Mislykkede transistorer kan erstattes med indenlandske eller importerede analoger, der er egnede til elektriske parametre, overordnede og installationsdimensioner, styret af dataene i tabellen. 2. Udskiftningsdioder vælges i henhold til tabellen. 3.

Netværksensretterens ensretterdioder (se fig. 4) kan med succes udskiftes med indenlandske KD226G, KD226D. Hvis netværksensretteren har kondensatorer med en kapacitet på 220 μF, er det tilrådeligt at udskifte dem med 470 μF, der er normalt plads til dette på kortet. For at reducere interferens anbefales det at shunt hver af de fire ensretterdioder med en 1000 pF kondensator til en spænding på 400...450 V.

Transistorer 2SC3039 kan udskiftes med indenlandske KT872A. Men PXPR1001 dæmpningsdioden til at erstatte den fejlede er svær at købe selv i store byer. I denne situation kan du bruge tre KD226G- eller KD226D-dioder forbundet i serie. Det er muligt at erstatte den defekte diode og den kraftige transistor, der er beskyttet af den, ved at installere en transistor med en indbygget dæmpningsdiode, for eksempel 2SD2333, 2SD1876, 2SD1877 eller 2SD1554. Det skal bemærkes, at i mange UPS'er udgivet efter 1998, er en sådan udskiftning allerede blevet foretaget.

For at forstørre, klik på billedet (åbner i nyt vindue)

For at øge pålideligheden af ​​IEP-drift anbefales det at forbinde drosler med en induktans på 4 μH parallelt med modstande R7 og R8 (se fig. 5). De kan vikles med tråd med en diameter på mindst 0,15 mm i silkeisolering på enhver ringmagnetisk kerne. Antallet af omdrejninger beregnes ved hjælp af kendte formler.

Mange UPS'er har ikke en afstemningsmodstand til justering af udgangsspændingen (R3, se fig. 9 er installeret en konstant). Hvis justering er påkrævet, kan det gøres ved midlertidigt at installere en trimmodstand og derefter igen erstatte den med en konstant for den fundne værdi.

For at øge pålideligheden er det nyttigt at erstatte de importerede oxidkondensatorer, der er installeret i filtrene på de kraftigste + 12 V og +5 V ensrettere med K50-29 kondensatorer svarende til kapacitet og spænding. Det skal bemærkes, at på pladerne på mange UPS'er er ikke alle kondensatorer, der er fastsat i kredsløbet, installeret (tilsyneladende for at spare penge), hvilket negativt påvirker enhedens egenskaber. Det anbefales at installere de manglende kondensatorer på deres udpegede steder.

Når du samler enheden efter reparation, skal du ikke glemme at fjerne de midlertidigt installerede jumpere og modstande, og også tilslutte den indbyggede ventilator til det tilsvarende stik.

LITTERATUR
1. Kulichkov A. Skiftende strømforsyninger til IBM PC. - M.: DMK, serie "Reparation og service", 2000.
2. Guk M. IBM PC hardware. - Skt. Petersborg: Peter, 2000.
3. Kunevich A.. Sidorov I. Induktive elementer på ferriter. - Skt. Petersborg: Lenizdat, 1997.
4. Nikulin S. Pålidelighed af radio-elektroniske udstyrselementer. - M.: Energi, 1979.

Artiklen er skrevet på baggrund af bogen af ​​A.V. Golovkov og V.B. Lyubitsky "STRØMFORSYNING TIL SYSTEMMODULER AF IBM PC-XT/AT TYPE" Materiale taget fra interlavkas hjemmeside. Vekselspændingen tilføres via netafbryderen PWR SW gennem netsikringen F101 4A, støjdæmpningsfiltre dannet af elementerne C101, R101, L101, C104, C103, C102 og drosler I 02, L103 på:
et tre-benet udgangsstik, hvortil skærmens strømkabel kan tilsluttes;
to-benet stik JP1, hvis sammenkoblingsdel er placeret på kortet.
Fra JP1 stik AC spænding netværk går til:
broensretningskredsløb BR1 gennem termistor THR1;
starttransformatorens T1 primærvikling.

Ved udgangen af ​​ensretter BR1 er udjævningsfilterkapacitanser C1, C2 inkluderet. THR-termistor begrænser den indledende stigning ladestrøm disse kondensatorer. 115V/230V SW switch tillader strømforsyning puls blok strømforsyning både fra et 220-240V netværk og fra et 110/127 V netværk.

Høj-ohm modstande R1, R2, shunt kondensatorer C1, C2 er baluner (udligner spændingerne på C1 og C2), og sikrer også udledning af disse kondensatorer efter at have slukket for strømforsyningen fra netværket. Resultatet af driften af ​​indgangskredsløbene er udseendet på den ensrettede netspændingsbus af en jævnspænding Uep lig med +310V, med nogle bølger. Denne skiftende strømforsyning bruger et startkredsløb med tvungen (ekstern) excitation, som er implementeret på en speciel starttransformator T1, på hvis sekundære vikling, efter at strømforsyningen er tændt, en vekselspænding med frekvensen af ​​forsyningsnetværket kommer til syne. Denne spænding ensrettes af dioder D25, D26, som danner et fuldbølge ensretterkredsløb med et midtpunkt med sekundærviklingen T1. SZO er en udjævningsfilterkapacitans, hvorpå der genereres en konstant spænding, der bruges til at forsyne styremikrokredsløbet U4.

TL494 IC bruges traditionelt som en kontrolchip i denne skiftende strømforsyning.

Forsyningsspændingen fra SZO-kondensatoren leveres til ben 12 på U4. Som følge heraf vises udgangsspændingen fra den interne referencekilde Uref = -5B ved ben 14 på U4, den interne savtandspændingsgenerator i mikrokredsløbet starter, og styrespændinger vises ved ben 8 og 11, som er sekvenser af rektangulære impulser med negative forkanter, forskudt i forhold til hinanden med halvdelen af ​​perioden. Elementer C29, R50 forbundet til ben 5 og 6 på U4-mikrokredsløbet bestemmer frekvensen af ​​savtandspændingen, der genereres af mikrokredsløbets interne generator.

Tilpasningstrinnet i denne skiftende strømforsyning er lavet i henhold til et transistorløst kredsløb med separat kontrol. Forsyningsspændingen fra kondensatoren SZO leveres til midtpunkterne af primærviklingerne på styretransformatorer T2, TZ. Udgangstransistorerne på IC U4 udfører funktionerne som matchende trintransistorer og er forbundet i henhold til kredsløbet med OE. Emitterne fra begge transistorer (ben 9 og 10 på mikrokredsløbet) er forbundet til "huset". Kollektorbelastningerne af disse transistorer er de primære halvviklinger af styretransformatorerne T2, T3, forbundet til ben 8, 11 på U4-mikrokredsløbet (åbne kollektorer af udgangstransistorerne). De andre halvdele af primærviklingerne T2, T3 med dioder D22, D23 forbundet til dem danner afmagnetiseringskredsløb for kernerne i disse transformere.

Transformatorer T2, TZ styrer kraftfulde transistorer i halvbro-inverteren.

Skift af udgangstransistorerne på mikrokredsløbet forårsager udseendet af pulseret styre-EMF på de sekundære viklinger af styretransformatorerne T2, T3. Under påvirkning af disse EMF'er åbner effekttransistorerne Q1, Q2 skiftevis med justerbare pauser ("døde zoner"). Derfor gennem den primære vikling af strømmen puls transformer T5 er utæt vekselstrøm i form af savtandstrømimpulser. Dette forklares af det faktum, at den primære vikling T5 er inkluderet i diagonalen af ​​den elektriske bro, hvis ene arm er dannet af transistorer Q1, Q2 og den anden af ​​kondensatorer C1, C2. Derfor, når en af ​​transistorerne Q1, Q2 åbnes, er den primære vikling T5 forbundet med en af ​​kondensatorerne C1 eller C2, hvilket får strøm til at flyde gennem den, så længe transistoren er åben.
Spjælddioder D1, D2 sikrer tilbageføringen af ​​energi lagret i lækinduktansen af ​​primærviklingen T5 under den lukkede tilstand af transistorer Q1, Q2 tilbage til kilden (genvinding).
Kondensator SZ, forbundet i serie med den primære vikling T5, eliminerer jævnstrømskomponenten gennem den primære vikling T5 og eliminerer derved uønsket magnetisering af dens kerne.

Modstande R3, R4 og R5, R6 danner grundlæggende dividere for kraftfulde transistorer henholdsvis Q1, Q2 og giver optimal tilstand deres skift ud fra synspunktet om dynamiske effekttab på disse transistorer.

Dioderne i SD2-samlingen er dioder med en Schottky-barriere, som opnår den nødvendige hastighed og øger effektiviteten af ​​ensretteren.

Vikling III sammen med vikling IV giver en udgangsspænding på +12V sammen med diodesamlingen (halvbro) SD1. Denne samling danner, med vikling III, et fuldbølge ensretterkredsløb med et midtpunkt. Midtpunktet af vikling III er dog ikke jordet, men er forbundet til +5V udgangsspændingsbussen. Dette vil gøre det muligt at bruge Schottky-dioder i +12V generationskanalen, fordi den omvendte spænding påført ensretterdioderne med denne forbindelse reduceres til det tilladte niveau for Schottky-dioder.

Elementerne L1, C6, C7 danner et udjævningsfilter i +12V-kanalen.

Midterpunktet af vikling II er jordet.

Stabilisering af udgangsspændinger udføres forskellige veje i forskellige kanaler.
Negative udgangsspændinger -5V og -12V stabiliseres ved hjælp af lineære integrerede tre-terminale stabilisatorer U4 (type 7905) og U2 (type 7912).
For at gøre dette tilføres udgangsspændingerne fra ensretterne fra kondensatorerne C14, C15 til indgangene på disse stabilisatorer. Udgangskondensatorerne C16, C17 producerer stabiliserede udgangsspændinger på -12V og -5V.
Dioder D7, D9 sikrer udledning af udgangskondensatorer C16, C17 gennem modstande R14, R15 efter at have slukket for strømforsyningen fra netværket. Ellers ville disse kondensatorer blive afladet gennem stabilisatorkredsløbet, hvilket er uønsket.
Gennem modstande R14, R15 aflades også kondensatorer C14, C15.

Dioder D5, D10 udfører en beskyttende funktion i tilfælde af nedbrud af ensretterdioderne.

+12V udgangsspændingen i denne UPS er ikke stabiliseret.

Justering af udgangsspændingsniveauet i denne UPS udføres kun for +5V og +12V kanalerne. Denne justering udføres ved at ændre niveauet af referencespændingen ved den direkte indgang på fejlforstærkeren DA3 ved hjælp af trimningsmodstand VR1.
Når du ændrer positionen af ​​VR1-skyderen under UPS-opsætningsprocessen, vil spændingsniveauet på +5V-bussen ændre sig inden for visse grænser, og derfor på +12V-bussen, fordi spænding fra +5V bussen leveres til midtpunktet af vikling III.

Den kombinerede beskyttelse af denne UPS inkluderer:

Begrænsningskredsløb til styring af bredden af ​​styreimpulser;
fuldt diagram kortslutningsbeskyttelse i belastninger;
ufuldstændig udgangsoverspændingskontrolkredsløb (kun på +5V-bussen).

Lad os se på hver af disse ordninger.

Det begrænsende styrekredsløb anvender strømtransformator T4 som sensor, hvis primærvikling er forbundet i serie med primærviklingen af ​​effektimpulstransformatoren T5.
Modstand R42 er belastningen af ​​sekundærviklingen T4, og dioderne D20, D21 danner et fuldbølge ensretterkredsløb for vekselpulsspænding fjernet fra belastningen R42.

Modstande R59, R51 danner en skillelinje. En del af spændingen udjævnes af kondensator C25. Spændingsniveauet på denne kondensator afhænger proportionalt af bredden af ​​styreimpulserne ved basen af ​​effekttransistorerne Q1, Q2. Dette niveau føres gennem modstand R44 til den inverterende indgang på fejlforstærkeren DA4 (ben 15 på U4-chippen). Den direkte indgang på denne forstærker (ben 16) er jordet. Dioderne D20, D21 er forbundet således, at kondensator C25, når strømmen løber gennem disse dioder, oplades til en negativ (i forhold til den fælles ledning) spænding.

I normal drift, når bredden af ​​styreimpulserne ikke overstiger acceptable grænser, er potentialet for ben 15 positivt på grund af forbindelsen af ​​denne pin gennem modstand R45 til Uref-bussen. Hvis bredden af ​​styreimpulserne af en eller anden grund stiger for meget, stiger den negative spænding på kondensator C25, og potentialet for ben 15 bliver negativt. Dette fører til udseendet af udgangsspændingen af ​​fejlforstærkeren DA4, som tidligere var lig med 0V. En yderligere forøgelse af styreimpulsernes bredde fører til, at koblingsstyringen af ​​PWM-komparatoren DA2 overføres til forstærkeren DA4, og den efterfølgende forøgelse af styreimpulsernes bredde opstår ikke længere (begrænsningstilstand), pga. bredden af ​​disse impulser afhænger ikke længere af niveauet af tilbagekoblingssignalet ved den direkte indgang på fejlforstærkeren DA3.

Kortslutningsbeskyttelseskredsløbet i belastninger kan betinget opdeles i beskyttelse af kanaler til generering af positive spændinger og beskyttelse af kanaler til generering af negative spændinger, som er implementeret i omtrent det samme kredsløb.
Sensoren for kortslutningsbeskyttelseskredsløbet i belastningerne af kanaler, der genererer positive spændinger (+5V og +12V) er en diode-resistiv divider D11, R17, forbundet mellem udgangsbusserne på disse kanaler. Spændingsniveauet ved anoden af ​​diode D11 er et styret signal. I normal drift, når spændingerne på udgangsbusserne på +5V og +12V kanalerne har nominelle værdier, er anodepotentialet for diode D11 omkring +5,8V, fordi gennem divider-sensoren strømmer der fra +12V bussen til +5V bussen langs kredsløbet: +12V bus - R17-D11 - +56 bus.

Det styrede signal fra anoden D11 føres til den resistive deler R18, R19. En del af denne spænding fjernes fra modstand R19 og leveres til den direkte indgang på komparator 1 af U3-mikrokredsløbet af LM339N-typen. Den inverterende indgang på denne komparator forsynes med et referencespændingsniveau fra modstand R27 på deleren R26, R27 forbundet med udgangen af ​​referencekilden Uref=+5B på styrechippen U4. Referenceniveauet er valgt således, at potentialet for den direkte input fra komparator 1 under normal drift ville overstige potentialet for den inverse input. Så er udgangstransistoren på komparator 1 lukket, og UPS-kredsløbet fungerer normalt i PWM-tilstand.

I tilfælde af en kortslutning i belastningen af ​​+12V-kanalen, for eksempel, bliver anodepotentialet for diode D11 lig med 0V, så potentialet for den inverterende input på komparator 1 bliver højere end potentialet for den direkte input , og udgangstransistoren på komparatoren åbnes. Dette vil medføre lukning af transistoren Q4, som normalt er åben af ​​basisstrømmen, der løber gennem kredsløbet: Upom bus - R39 - R36 - b-e Q4 - "case".

Tænd for udgangstransistoren på komparator 1 forbinder modstand R39 til "huset", og derfor er transistor Q4 passivt slukket ved nul forspænding. Afslutning af transistor Q4 medfører opladning af kondensator C22, som tjener som et forsinkelseselement til beskyttelsen. Forsinkelsen er nødvendig af de årsager, at udgangsspændingerne på +5V og +12V busserne ikke vises med det samme under processen, hvor UPS'en går ind i tilstanden, men da udgangskondensatorerne med høj kapacitet oplades. Referencespændingen fra kilden Uref, tværtimod, vises næsten umiddelbart efter, at UPS'en er tilsluttet netværket. Derfor skifter komparator 1 i starttilstanden, dens udgangstransistor åbner, og hvis forsinkelseskondensatoren C22 manglede, ville dette føre til, at beskyttelsen udløses straks, når UPS'en tændes på netværket. C22 er dog inkluderet i kredsløbet, og beskyttelsen fungerer først, efter at spændingen på den når det niveau, der bestemmes af værdierne af modstande R37, R58 på divideren forbundet til Upom-bussen, og som er basen for transistor Q5. Når dette sker, åbner transistor Q5, og modstand R30 er forbundet gennem en lille indre modstand denne transistor til "huset". Derfor vises der en sti, hvor transistoren Q6's basisstrøm kan strømme gennem kredsløbet: Uref - e-6 Q6 - R30 - e-e Q5 - "sag".

Transistoren Q6 åbnes af denne strøm indtil mætning, som et resultat af hvilken spændingen Uref = 5B, som driver transistoren Q6 langs emitteren, påføres gennem sin lave indre modstand til ben 4 på styrechippen U4. Dette fører, som det blev vist tidligere, til stop af mikrokredsløbets digitale vej, forsvinden af ​​udgangsstyringsimpulser og ophør af omskiftning af effekttransistorer Q1, Q2, dvs. til beskyttende nedlukning. En kortslutning i +5V kanalbelastningen vil resultere i, at anodepotentialet for diode D11 kun er omkring +0,8V. Derfor vil udgangstransistoren på komparatoren (1) være åben, og beskyttende nedlukning.
På lignende måde er kortslutningsbeskyttelse indbygget i belastningerne af kanaler, der genererer negative spændinger (-5V og -12V) på komparator 2 på U3-chippen. Elementerne D12, R20 danner en diode-resistiv divider-sensor, forbundet mellem udgangsbusserne for de negative spændingsgenereringskanaler. Det kontrollerede signal er katodepotentialet for diode D12. Under en kortslutning i en -5V eller -12V kanalbelastning øges potentialet for katoden D12 (fra -5,8 til 0V for en kortslutning i en -12V kanalbelastning og til -0,8V for en kortslutning i en -5V kanal belastning). I ethvert af disse tilfælde åbner den normalt lukkede udgangstransistor fra komparator 2, hvilket får beskyttelsen til at fungere i overensstemmelse med ovenstående mekanisme. I dette tilfælde leveres referenceniveauet fra modstand R27 til den direkte indgang på komparator 2, og potentialet for den inverterende input bestemmes af værdierne af modstande R22, R21. Disse modstande danner en bipolært drevet divider (modstand R22 er forbundet til bussen Uref = +5V, og modstand R21 er forbundet til katoden på dioden D12, hvis potentiale i normal drift af UPS'en, som allerede nævnt, er -5,8 V). Derfor holdes potentialet for den inverterende input af komparator 2 i normal drift lavere end potentialet for den direkte input, og udgangstransistoren for komparatoren vil være lukket.

Beskyttelse mod udgangsoverspænding på +5V-bussen er implementeret på elementerne ZD1, D19, R38, C23. Zenerdiode ZD1 (med en gennembrudsspænding på 5,1V) er forbundet til +5V udgangsspændingsbussen. Derfor, så længe spændingen på denne bus ikke overstiger +5,1 V, er zenerdioden lukket, og transistoren Q5 er også lukket. Hvis spændingen på +5V-bussen stiger til over +5,1V, "bryder zenerdioden igennem", og en oplåsningsstrøm løber ind i bunden af ​​transistoren Q5, hvilket fører til åbningen af ​​transistoren Q6 og fremkomsten af ​​spændingen Uref = + 5V ved ben 4 på styrechippen U4, dvs. til beskyttende nedlukning. Modstand R38 er en ballast til zenerdioden ZD1. Kondensator C23 forhindrer beskyttelsen i at udløses under tilfældige kortvarige spændingsstigninger på +5V-bussen (for eksempel som følge af, at spændingen sætter sig efter et pludseligt fald i belastningsstrømmen). Diode D19 er en afkoblingsdiode.

PG-signalgenereringskredsløbet i denne koblingsstrømforsyning er dobbeltfunktionelt og er samlet på komparatorerne (3) og (4) af U3-mikrokredsløbet og transistoren Q3.

Kredsløbet er bygget på princippet om at overvåge tilstedeværelsen af ​​vekslende lavfrekvent spænding på sekundærviklingen af ​​starttransformatoren T1, som kun virker på denne vikling, hvis der er en forsyningsspænding på primærviklingen T1, dvs. mens strømforsyningen er tilsluttet lysnettet.
Næsten umiddelbart efter at UPS'en er tændt, vises hjælpespændingen Upom på kondensatoren SZO, som driver styremikrokredsløbet U4 og hjælpemikrokredsløbet U3. Derudover oplader vekselspændingen fra sekundærviklingen af ​​starttransformatoren T1 gennem diode D13 og strømbegrænsende modstand R23 kondensator C19. Spændingen fra C19 driver den resistive deler R24, R25. Fra modstand R25 tilføres en del af denne spænding til den direkte indgang på komparator 3, hvilket fører til lukning af dens udgangstransistor. Udgangsspændingen af ​​den interne referencekilde af mikrokredsløbet U4 Uref = +5B, som vises umiddelbart efter dette, driver deleren R26, R27. Derfor tilføres referenceniveauet fra modstand R27 til den inverterende indgang på komparator 3. Dette niveau er imidlertid valgt til at være lavere end niveauet ved den direkte indgang, og derfor forbliver udgangstransistoren på komparator 3 i off-tilstand. Derfor begynder processen med at oplade holdekapaciteten C20 langs kæden: Upom - R39 - R30 - C20 - "bolig".
Spændingen, som stiger i takt med, at kondensator C20 oplades, tilføres den omvendte indgang 4 på U3-mikrokredsløbet. Den direkte indgang på denne komparator forsynes med spænding fra modstand R32 på divider R31, R32 forbundet til Upom-bussen. Så længe spændingen over ladekondensatoren C20 ikke overstiger spændingen over modstanden R32, er udgangstransistoren på komparator 4 lukket. Derfor løber en åbningsstrøm ind i bunden af ​​transistoren Q3 gennem kredsløbet: Upom - R33 - R34 - 6. Q3 - "sag".
Transistor Q3 er åben for mætning, og PG-signalet taget fra dens kollektor har et passivt lavt niveau og forhindrer processoren i at starte. I løbet af denne tid, hvor spændingsniveauet på kondensatoren C20 når niveauet på modstanden R32, formår koblingsstrømforsyningen pålideligt at gå ind i den nominelle driftstilstand, dvs. alle dens udgangsspændinger vises i fuldt ud.
Så snart spændingen på C20 overstiger spændingen fjernet fra R32, vil komparator 4 skifte, og dens udgangstransistor åbnes.
Dette vil få transistor Q3 til at lukke, og PG-signalet taget fra dens kollektorbelastning R35 bliver aktivt (H-niveau) og tillader processoren at starte.
Når strømforsyningen afbrydes fra netværket, forsvinder vekselspændingen på starttransformatorens T1 sekundære vikling. Derfor falder spændingen på kondensator C19 hurtigt på grund af sidstnævntes lille kapacitans (1 µF). Så snart spændingsfaldet over modstand R25 bliver mindre end over modstand R27, vil komparator 3 skifte, og dens udgangstransistor vil åbne. Dette vil medføre en beskyttende nedlukning af udgangsspændingerne fra styrechippen U4, pga transistor Q4 vil åbne. Derudover vil processen med accelereret afladning af kondensator C20 gennem den åbne udgangstransistor på komparator 3 begynde langs kredsløbet: (+)C20 - R61 - D14 - k-e fridag komparatortransistor 3 - "kasse".

Så snart spændingsniveauet ved C20 bliver mindre end spændingsniveauet ved R32, vil komparator 4 skifte, og dens udgangstransistor vil lukke. Dette vil få transistoren Q3 til at åbne og PG-signalet til at gå til et inaktivt lavt niveau, før spændingerne på UPS-udgangsbusserne begynder at falde uacceptabelt. Dette vil initialisere computerens system nulstillingssignal og nulstille hele den digitale del af computeren til dens oprindelige tilstand.

Begge komparatorer 3 og 4 i PG-signalgenereringskredsløbet er dækket af positive feedback ved hjælp af modstande henholdsvis R28 og R60, hvilket fremskynder deres omskiftning.
En jævn overgang til tilstand i denne UPS er traditionelt sikret ved hjælp af formningskæden C24, R41, forbundet med ben 4 på kontrolchippen U4. Restspændingen ved ben 4, som bestemmer den maksimalt mulige varighed af udgangsimpulserne, indstilles af deleren R49, R41.
Ventilatormotoren drives af spænding fra kondensator C14 i -12V spændingsgenereringskanalen gennem et ekstra afkoblings L-formet filter R16, C15.