Højkvalitets basforstærker. Samling af en hjemmelavet lavfrekvent forstærker

God eftermiddag, kære habrauser, jeg vil gerne fortælle dig om det grundlæggende i at bygge lydforstærkere. Jeg tror, ​​at denne artikel vil være interessant for dig, hvis du aldrig har arbejdet med radioelektronik, og selvfølgelig vil den være sjov for dem, der aldrig skiller sig af med et loddekolbe. Så jeg vil prøve at tale om dette emne så enkelt som muligt og desværre udelade nogle af nuancerne.

En lydforstærker eller lavfrekvent forstærker, for at forstå, hvordan den fungerer, og hvorfor der er så mange transistorer, modstande og kondensatorer, skal du forstå, hvordan hvert element fungerer og prøve at finde ud af, hvordan disse elementer er arrangeret. For at samle en primitiv forstærker har vi brug for tre typer elektroniske elementer: modstande, kondensatorer og selvfølgelig transistorer.

Modstand

Så vores modstande er karakteriseret ved modstand mod elektrisk strøm, og denne modstand måles i ohm. Hvert elektrisk ledende metal eller metallegering har sin egen resistivitet. Hvis vi tager en ledning af en vis længde med en stor resistivitet, så får vi en rigtig trådviklet modstand. For at gøre modstanden kompakt, kan ledningen vikles rundt om rammen. På denne måde får vi en trådviklet modstand, men den har en række ulemper, så modstande er normalt lavet af metalkeramisk materiale. Sådan betegnes modstande elektriske diagrammer:

Den øverste version af betegnelsen er vedtaget i USA, den nederste i Rusland og Europa.

Kondensator

En kondensator består af to metalplader adskilt af et dielektrikum. Hvis vi påfører en konstant spænding på disse plader, så elektrisk felt, som efter at have slukket for strømmen vil opretholde henholdsvis positive og negative ladninger på pladerne.

Grundlaget for kondensatordesignet er to ledende plader, mellem hvilke der er et dielektrikum

Således er kondensatoren i stand til at akkumulere elektrisk ladning. Denne evne til at akkumulere elektrisk ladning kaldes elektrisk kapacitans, som er hovedparameteren for en kondensator. Elektrisk kapacitans måles i Farads. Hvad der også er karakteristisk er, at når vi oplader eller aflader en kondensator, går den igennem elektrisk strøm. Men så snart kondensatoren er opladet, holder den op med at sende elektrisk strøm, og det skyldes, at kondensatoren har accepteret strømkildens ladning, det vil sige, at potentialet for kondensatoren og strømkilden er det samme, og hvis der er ingen potentialforskel (spænding), der er ingen elektrisk strøm. En opladet kondensator tillader således ikke jævnstrøm at passere igennem, men gør det AC, da når du tilslutter den til vekselstrøm, vil den konstant blive opladet og afladet. På elektriske diagrammer er det angivet som følger:

Transistor

I vores forstærker vil vi bruge de simpleste bipolære transistorer. En transistor er lavet af et halvledermateriale. Den egenskab, vi har brug for af dette materiale, er tilstedeværelsen af ​​frie bærere af både positive og negative ladninger. Afhængigt af hvilke ladninger der er større, er halvledere opdelt i to typer efter ledningsevne: n-type og s-type (n-negativ, p-positiv). Negative ladninger er elektroner frigivet fra de ydre skaller af atomer krystalgitter, og de positive er de såkaldte huller. Huller er ledige pladser, der er tilbage i elektronskaller, efter at elektroner forlader dem. Konventionelt betegner vi atomer med en elektron i den ydre bane med en blå cirkel med et minustegn, og atomer med en ledig plads med en tom cirkel:



Hver bipolær transistor består af tre zoner af sådanne halvledere, disse zoner kaldes base, emitter og kollektor.



Lad os se på et eksempel på, hvordan en transistor fungerer. For at gøre dette skal du tilslutte to 1,5 og 5 volt batterier til transistoren plus til emitteren og minus til henholdsvis basen og kollektoren (se figur):

Et elektromagnetisk felt vil opstå ved kontakten mellem basen og emitteren, som bogstaveligt talt trækker elektroner ud fra baseatomernes ydre kredsløb og overfører dem til emitteren. Frie elektroner efterlader huller og optager ledige pladser allerede i emitteren. Dette samme elektromagnetiske felt har samme effekt på atomerne i kollektoren, og da basen i transistoren er ret tynd i forhold til emitteren og kollektoren, passerer kollektorelektronerne ret nemt igennem den og ind i emitteren, og meget mere mere end fra basen.

Hvis vi slukker for spændingen fra basen, vil der ikke være noget elektromagnetisk felt, og basen vil fungere som et dielektrikum, og transistoren vil være lukket. Ved at påføre en tilstrækkelig lille spænding til basen kan vi således kontrollere den højere spænding på emitteren og kollektoren.

Transistoren overvejede vi pnp-type, da han har to s-zoner og en n-zone. Der er også npn-transistorer, funktionsprincippet i dem er det samme, men den elektriske strøm løber i dem i den modsatte retning end i den transistor, vi betragtede. Sådan bipolære transistorer er angivet på elektriske diagrammer, angiver pilen retningen af ​​strømmen:

ULF

Nå, lad os prøve at designe en lavfrekvent forstærker ud fra alt dette. Først skal vi have et signal, som vi vil forstærke, kunne det være lydkort computer eller enhver anden lydenhed med en linjeudgang. Lad os sige vores signal med en maksimal amplitude på cirka 0,5 volt ved en strøm på 0,2 A, noget som dette:

Og for at den enkleste 4-ohm 10-watt højttaler kan fungere, skal vi øge signalamplituden til 6 volt ved strømstyrke jeg = U / R= 6/4 = 1,5 A.

Så lad os prøve at forbinde vores signal til en transistor. Husk vores kredsløb med en transistor og to batterier, nu har vi i stedet for et 1,5 volt batteri et linjeudgangssignal. Modstand R1 virker som en belastning, så der ikke er kortslutning, og vores transistor brænder ikke ud.

Men her opstår to problemer på én gang, for det første vores transistor npn-type, og åbner kun, når halvbølgeværdien er positiv, og lukker, når halvbølgen er negativ.

For det andet har transistoren, som enhver halvlederenhed, ikke-lineære karakteristika med hensyn til spænding og strøm, og hvorfor mindre end værdi strøm og spænding, jo stærkere disse forvrængninger:

Ikke alene er der kun en halv bølge tilbage af vores signal, men det vil også blive forvrænget:

Dette er den såkaldte step-type forvrængning.

For at slippe af med disse problemer skal vi flytte vores signal til arbejdsområde transistor, hvor hele sinusformen af ​​signalet vil passe, og ikke-lineære forvrængninger vil være ubetydelige. For at gøre dette påføres en forspænding, f.eks. 1 volt, til basen ved hjælp af en spændingsdeler, der består af to modstande R2 og R3.

Og vores signal, der kommer ind i transistoren, vil se sådan ud:

Nu skal vi fjerne vores nyttige signal fra transistorens kollektor. For at gøre dette skal du installere kondensator C1:

Som vi husker, tillader en kondensator vekselstrøm at passere igennem og tillader ikke jævnstrøm at passere igennem, så den vil fungere som et filter, der kun passerer vores nyttige signal - vores sinusbølge. Og den konstante komponent, der ikke er gået gennem kondensatoren, vil blive dissiperet af modstand R1. Vekselstrøm, vores nyttige signal, vil have en tendens til at passere gennem kondensatoren, så modstanden af ​​kondensatoren for den er ubetydelig sammenlignet med modstand R1.

Dette er det første transistortrin i vores forstærker. Men der er yderligere to små nuancer:

Vi ved ikke 100% hvilket signal der kommer ind i forstærkeren, hvad hvis signalkilden er defekt, alt kan ske, igen går statisk elektricitet eller en konstant spænding sammen med det nyttige signal. Dette kan forårsage korrekt drift transistor eller endda forårsage dens sammenbrud. For at gøre dette vil vi installere kondensator C2; som kondensator C1, vil den blokere for jævnstrøm, og kondensatorens begrænsede kapacitans vil ikke tillade store amplitudetoppe at passere igennem, hvilket kan beskadige transistoren. Disse strømstød opstår normalt, når enheden tændes eller slukkes.

Og den anden nuance er, at enhver signalkilde kræver en vis specifik belastning (modstand). Derfor er indgangsimpedansen af ​​kaskaden vigtig for os. For at justere indgangsmodstanden skal du tilføje modstand R4 til emitterkredsløbet:

Nu kender vi formålet med hver modstand og kondensator i transistorstadiet. Lad os nu prøve at beregne, hvilke elementværdier der skal bruges til det.

Indledende data:

• U= 12 V - forsyningsspænding;
• Du bae~ 1 V - Emitter-basespænding af transistorens driftspunkt;

Vi vælger en transistor, der passer til os npn-transistor 2N2712

• Pmax= 200 mW - maksimal effekttab;
• Imax= 100 mA - maksimum D.C. samler;
• Umax= 18 V - maksimalt tilladt spændingskollektor-base / kollektor-emitter (Vi har en forsyningsspænding på 12 V, så der er nok til overs);
• U eb= 5 V - maksimal tilladt emitter-basespænding (vores spænding er 1 volt ± 0,5 volt);
• h21= 75-225 - basisstrømforstærkningsfaktor, minimumsværdien accepteres - 75;

1. Vi beregner transistorens maksimale statiske effekt, den tages 20% mindre end den maksimale effekttab, så vores transistor ikke fungerer på grænsen af ​​dens kapacitet:

   P st.max = 0,8*Pmax= 0,8 * 200 mW = 160 mW;

2. Lad os bestemme kollektorstrømmen i statisk tilstand (uden signal), på trods af at der ikke tilføres spænding til basen gennem transistoren, strømmer elektrisk strøm stadig i lille udstrækning.

   jeg k0 =P st.max / Du ke, Hvor Du ke- kollektor-emitter junction spænding. Halvdelen af ​​forsyningsspændingen spredes på transistoren, den anden halvdel vil blive spredt på modstande:

   Du ke = U / 2;

   jeg k0 = P st.max / (U/ 2) = 160 mW / (12V / 2) = 26,7 mA;

3. Lad os nu beregne belastningsmodstanden, oprindeligt havde vi en modstand R1, som udførte denne rolle, men da vi tilføjede modstand R4 for at øge indgangsmodstanden for kaskaden, vil belastningsmodstanden nu være summen af ​​R1 og R4:

   R n = R1 + R4, Hvor R n - total modstand belastninger;

   Forholdet mellem R1 og R4 tages normalt til at være 1 til 10:

   R1 =R4*10;

   Lad os beregne belastningsmodstanden:

   R1 + R4 = (U / 2) / jeg k0= (12V / 2) / 26,7 mA = (12V / 2) / 0,0267 A = 224,7 Ohm;

   De nærmeste modstandsværdier er 200 og 27 ohm. R1= 200 Ohm, a R4= 27 Ohm.

4. Lad os nu finde spændingen ved transistorens kollektor uden et signal:

   U k0 = (Du ke0 + jeg k0 * R4) = (U - jeg k0 * R1) = (12V -0,0267 A * 200 Ohm) = 6,7 V;

5. Transistorkontrolbasisstrøm:

   jeg b = jeg til / h21, Hvor jeg til- kollektorstrøm;

   jeg til = (U / R n);

   jeg b = (U / R n) / h21= (12V / (200 Ohm + 27 Ohm)) / 75 = 0,0007 A = 0,07 mA;

6. Den samlede basisstrøm bestemmes af basisforspændingen, som indstilles af divideren R2 Og R3. Strømmen specificeret af divideren skal være 5-10 gange større end basiskontrolstrømmen ( jeg b), således at selve basisstyrestrømmen ikke påvirker forspændingen. For den aktuelle dividerværdi ( I tilfælde) accepterer vi 0,7 mA og beregner R2 Og R3:

   R2 + R3 = U / I tilfælde= 12V / 0,007 = 1714,3 Ohm

7. Lad os nu beregne spændingen ved emitteren i resten af ​​transistoren ( U e):

   U e = jeg k0 * R4= 0,0267 A * 27 Ohm = 0,72 V

   Ja, jeg k0 kollektor hvilestrøm, men den samme strøm går også gennem emitteren, så jeg k0 betragtes som hvilestrømmen for hele transistoren.

8. Vi beregner den samlede spænding ved basen ( U b) under hensyntagen til forspændingen ( U cm= 1V):

   U b = U e + U cm= 0,72 + 1 = 1,72 V

   Nu, ved hjælp af spændingsdelerformlen, finder vi modstandsværdierne R2 Og R3:

   R3 = (R2 + R3) * U b / U= 1714,3 Ohm * 1,72 V / 12 V = 245,7 Ohm;

   Den nærmeste modstandsværdi er 250 ohm;

   R2 = (R2 + R3) - R3= 1714,3 Ohm - 250 Ohm = 1464,3 Ohm;

   Vi vælger modstandsværdien i retning af fald, den nærmeste R2= 1,3 kOhm.

9. Kondensatorer C1 Og C2 Sæt normalt til mindst 5 µF. Kapacitansen er valgt sådan, at kondensatoren ikke når at genoplade.

Konklusion

Ved udgangen af ​​kaskaden får vi proportionalt forstærket signal både strøm- og spændingsmæssigt, altså effektmæssigt. Men et trin er ikke nok for os at opnå den nødvendige gevinst, så vi bliver nødt til at tilføje den næste og den næste... Og så videre.

Den overvejede beregning er ret overfladisk, og et sådant forstærkningskredsløb bruges selvfølgelig ikke i konstruktionen af ​​forstærkere, vi må ikke glemme rækkevidden af ​​transmitterede frekvenser, forvrængning og meget mere.

I dag anses det ikke længere for mode at lodde forskellige skinnende dele på et hjemmelavet printkort, som det var for tyve år siden. Men i vores byer er der stadig amatørradiokredse, og specialiserede magasiner udgives offline og online.

Hvorfor er interessen for radioelektronik faldet kraftigt? Faktum er, at i moderne butikker sælges alt, hvad der kræves, og der er ikke længere behov for at studere noget eller lede efter måder at erhverve det på.
Men ikke alt er så enkelt, som vi gerne ville. Der er fremragende højttalere med aktive forstærkere og subwoofere til salg, vidunderlige importerede stereosystemer og multi-kanal mixere med en bred vifte af muligheder, men laveffekt forstærkere er som regel helt fraværende til at forbinde instrumenter derhjemme. for ikke at ødelægge naboernes psyke. Køb enheden som en del af kraftfuld enhed ret dyrt, ville den rationelle løsning være følgende: skub dig selv lidt og skab en hjemmelavet forstærker uden hjælp udefra. Heldigvis er det i dag muligt, og internettet hjælper gerne med dette.

Forstærker "samlet på knæet"


Holdningen til selvmonterede enheder i dag er noget negativ, og udtrykket "samlet på knæet" bærer overdrevent negativ karakter. Men lad os ikke lytte til de misundelige mennesker, men lad os straks vende os til den første fase.
Først skal du vælge en ordning. En hjemmelavet ULF-type kan laves ved hjælp af transistorer eller et mikrokredsløb. Den første mulighed anbefales stærkt ikke til begyndere radioamatører, da det vil rode brættet og gøre reparationen af ​​enheden vanskeligere. Det er bedst at erstatte et dusin transistorer med en monolitisk chip. Denne hjemmelavede forstærker vil glæde øjet, den vil være kompakt, og det vil tage lidt tid at samle.

I dag er den mest populære og pålidelige chip typen TDA2005. Det er allerede en to-kanals ULF i sig selv, du skal bare organisere strømforsyningen og levere input- og outputsignalerne. En sådan simpel hjemmelavet forstærker koster ikke mere end hundrede rubler sammen med andre dele og ledninger.

Udgangseffekten på TDA2005 varierer fra 2 til 6 watt. Dette er nok til at lytte til musik derhjemme. Listen over brugte dele, deres parametre og faktisk selve diagrammet er vist nedenfor.

Når enheden er samlet, anbefales det at skrue en lille aluminiumsskærm fast på chippen. Ved opvarmning vil varmen således blive bedre spredt.
Denne hjemmelavede forstærker er drevet af 12 volt. For at implementere det skal du købe en lille strømforsyning eller elektrisk adapter med mulighed for at skifte udgangsspændingsværdier. Enhedens strøm er ikke mere end 2 ampere.

Du kan tilslutte højttalere med en effekt på op til 100 watt til sådan en ULF-forstærker. Forstærkerindgangen kan forsynes med et signal fra mobiltelefon, DVD-afspiller eller computer. Ved udgangen modtages signalet gennem et standard hovedtelefonstik.

Således fandt vi ud af, hvordan man samler en forstærker i korte sigt for få penge. En rationel beslutning af praktiske mennesker!

Amatør radio forstærker enhed
Grundlæggende tekniske specifikationer effektforstærker:
Nominel udgangseffekt, W, ........................2x25 (2x60)
Effektbånd, kHz......................................................... ...... 0,02 ...150(100)
Nominel indgangsspænding, V................................... 1(1)
Harmonisk koefficient, %, ved frekvens, kHz:
1 .............................................................................. 0,1(0,1)
2 ............................................................................ 0,14(0,55)
10 ............................................................................ 0,2(0,9)
20 ............................................................................. 0,35(1,58)
Intermodulationsforvrængningskoefficient, %,......... 0,3(0,47)
Indgangsimpedans, kOhm.................................................. ..... .150
Udgangstrinets hvilestrøm, mA.......................................... ... 50(50)
Signalspændingsforstærkningstrinnet er lavet på op-amp A1. Som det kan ses af diagrammet, leveres en del af udgangssignalet til dets strømforsyningskredsløb gennem kredsløbet R6C3C4R4R5 (sammen med zenerdioderne V6, V7 sørger elementerne i dette kredsløb, foruden modstanden R6, stabilisering og filtrering af forsyningen spændinger). Som et resultat forskydes spændingerne ved op-ampens effektterminaler ved det maksimale signal (i forhold til den fælles ledning) i den tilsvarende retning, og rækkevidden af ​​udgangssignalet fra op-ampen stiger betydeligt. De store common-mode signaler, der vises ved op-ampens indgange, udgør ikke nogen fare, da op-ampen undertrykker dem godt (typisk værdi af dæmpningskoefficienten er 70...90 dB). Når der påføres et signal til den inverterende indgang, bør de stabiliserede forsyningsspændinger ikke overstige +-28 V, på inverterende indgange - en værdi lig med (11in + 28 V), hvor 11in er amplituden af ​​indgangssignalet. Den ubrugte indgang skal under alle omstændigheder tilsluttes fælles ledning. K140UD8A op-amp i effektforstærkere kan udskiftes med K140UD8B, K140UD6, K140UD10, K140UD11, K544UD1. De værste resultater opnås ved at bruge K140UD7 OU. Det anbefales slet ikke at bruge OU K140UD1B, K140UD2A, K140UD2B, K153UD1. I stedet for KS518A zenerdioder kan du bruge D814A, D814B zenerdioder forbundet i serie med en total stabiliseringsspænding på omkring 18V.

ULF af høj kvalitet

Forstærkeren beskrevet nedenfor er velegnet til kraftig forstærkning lydsignaler som en del af lydgengivelsesinstallationer høj klasse, og også til brug som en kraftig bredbånds operationsforstærker.
Vigtigste tekniske egenskaber for forstærkeren:
Nominel udgangseffekt, W, med belastningsmodstand,
Ohm: 8................................................... ...........................................................48
4..........................................................................................60
Reproducerbart frekvensområde med ujævnheder i frekvensgang på højst 0,5 dB og udgangseffekt på 2 W, Hz...................10...200000
THD ved nominel effekt
i området 20...20000 Hz, %................................................ .........0,05
Nominel indgangsspænding, V................................... 0,8
Indgangsimpedans, kOhm.................................................. .......47
Udgangsimpedans, ohm.......................................... ..... ....0.02
Forstærkerens indgangstrin består af to differentialforstærkere (parallelkoblet), lavet på transistorer VT1, VT3 og VT2, VT4 med modsat struktur. Strømgeneratorer på transistorer VT5, VT6 sikrer stabilitet af værdierne (ca. 1 mA) af de samlede emitterstrømme af differentialpar samt afkobling af strømkredsløb. Signalet til udgangsforstærkeren leveres fra styrede strømgeneratorer (VT7, VT7), som arbejder i modfase. Denne inklusion fordoblede "drive"-strømmen, reducerede ikke-lineær forvrængning og forbedrede frekvensegenskaberne for forstærkeren som helhed. Hver af armene på den symmetriske udgangsforstærker er lavet i henhold til Darlington-kredsløbet, og er en tre-trins forstærker (i to trin er transistorerne forbundet i henhold til kredsløbet med almindelig udsender og i én - med en fælles samler). Forstærkeren er dækket af en frekvensafhængig feedback-loop, som bestemmer dens spændingsoverførselskoefficient, som i lydområdet er tæt på tre. Siden signalet feedback, taget fra modstand R39 (R40), er proportional med ændringer i udgangstransistorens strøm, så udføres der desuden en ret streng stabilisering af denne transistors driftspunkt. Forspændingen af ​​udgangstrinnet bestemmes af modstanden af ​​kollektor-emitter-forbindelsen af ​​transistor VT9 og reguleres af modstand R24. Forspændingen er termisk stabiliseret af en VD4 diode, som er monteret på kølepladen på en af ​​de kraftige transistorer.
Korrektionselementer R16, C4, C6 - C11 sikrer stabiliteten af ​​forstærkeren og udjævner dens frekvensgang. Det passive lavpasfilter R2C1 forhindrer RF-signaler i at komme ind i indgangen. Kæde C12R45L1R47 kompenserer for den reaktive komponent af belastningsmodstanden. En enhed til beskyttelse af udgangstransistorer mod overstrøm og spændingsoverbelastning er samlet på transistorerne VT12 og VT13. Modstand R1 tillader, om nødvendigt, at begrænse udgangseffekten i overensstemmelse med signalniveauet fra forforstærkeren og den anvendte højttalers muligheder.
Forstærkeren kan også bruge andre laveffekt højfrekvente siliciumtransistorer, for eksempel KT342A, KT342B og KT313B, KT315 og KT361 (med indeks fra B til E). Transistorer VT14 og VT15 (evt. udskiftning - KT816V, KT816G og KT817V, KT817G eller KT626V og KT904A) er udstyret med ribbede køleplader, der måler 23x25x12 mm. Som udgangstransistorer kan du bruge KT818GM- og KT819GM-transistorer, som giver dig mulighed for at modtage kræfter på over 70 W, når forsyningsspændingen øges. Zenerdiode VD1 kan også være D816G eller 2S536A, VD2 og VD3 - KS147A (med passende korrektion af modstandene af modstande R11 og R14).

AF effektforstærker

Nominel (maksimal) effekt, W................... 60(80)
Nominelt frekvensområde, Hz................................ 20...20000
Harmonisk koefficient i det nominelle frekvensområde, % 0,03
Nominel indgangsspænding, V...................................0,775
Udgangsmodstand, Ohm, ikke mere................................... 0,08
Udgangsspændingsdrejningshastighed, V/µs....... 40
Hovedspændingsforstærkningen leveres af en kaskade baseret på højhastigheds op-amp DA1. Forstærkerens præ-terminale trin er samlet ved hjælp af transistorer VT1 - VT4. I modsætning til prototypen har den beskrevne forstærker en output-emitterfølger lavet på transistorer VT5, VT6, der fungerer i tilstand "B". Temperaturstabilitet blev opnået ved at inkludere modstande i kollektorkredsløbene på transistorerne VT3, VT4 relativt mere modstand 19 kr, 20 kr. Hver arm af det præ-terminale trin er dækket af en lokal feedback-loop med en dybde på mindst 20 dB. OOS-spændingen fjernes fra kollektorbelastningerne på transistorerne VT3, VT4, og via dividererne R11R14 og R12R15 tilføres transistorernes VT1, VT2 emitterkredsløb. Frekvenskorrektion og stabilitet i OOS-kredsløbet sikres af kondensatorerne SYU, C11. Modstande R13, R16 og R19, R20 begrænser de maksimale strømme af forstærkerens præ-finale og sidste trin under en kortslutning af belastningen. For enhver overbelastning overstiger den maksimale strøm af transistorer VT5, VT6 ikke 3,5...4 A, og i dette tilfælde overophedes de ikke, da sikringer FU1 og FU2 har tid til at brænde og slukke for strømmen til forstærkeren.
Reduktionen af ​​harmonisk forvrængning blev opnået ved at indføre en dyb (mindst 70 dB) generel feedback-sløjfe, hvis spænding fjernes fra forstærkerens udgang og føres gennem deleren C3C5R3R4 til den inverterende indgang på op-amp DA1. Kondensator C5 justerer forstærkerens frekvensgang gennem OOS-kredsløbet. R1C1-kredsløbet tilsluttet til forstærkerindgangen begrænser dets båndbredde til 160 kHz. Den maksimalt mulige linearisering af AFC i området 10...200 Hz blev opnået ved passende valg af kapacitansen af ​​kondensatorerne C1, SZ, C4.
I stedet for dem, der er angivet i diagrammet, kan du bruge op-amps K574UD1A, K574UD1V og transistorer af samme type som i diagrammet, men med indekserne G, D (VT1, VT2) og B (VT3 - VT6).

UMZCH med udgangstrin på felteffekttransistorer

Vigtigste tekniske egenskaber:
Nominel (maksimal) udgangseffekt, W. 45(65)
Harmonisk koefficient, %, ikke mere,................................... 0,01
Nominel indgangsspænding, mV................................ 775
Nominelt frekvensområde, Hz, ......................... 20...100000
Udgangsspændingsdrejningshastighed, V/µs, ................60
Signal-til-støj-forhold, dB.......................................... .......... ......... 100
Forstærkerens indgangstrin er lavet ved hjælp af op-amp DA1. For at øge amplituden af ​​udgangsspændingen styres UMZCH-udgangstransistorerne via op-amp effektkredsløbene. Udgangssignalet tages fra den positive strømforsyningsklemme DA1 og tilføres via transistoren VT1, der er forbundet i henhold til OB-kredsløbet, til en af ​​indgangene på differentialkaskaden på transistorerne VT2, VT4. Dens anden indgang modtager en stabiliseret spænding fra en divider dannet af dioder VD2 - VD5 og modstand R13.
Den beskrevne forstærker kræver ingen særlige foranstaltninger for at beskytte udgangstransistorerne mod kortslutninger i belastningen, da den maksimale spænding mellem source og gate kun er dobbelt den samme spænding i hviletilstand og svarer til en strøm gennem udgangstransistoren på ca. A. Denne strøm, som transistorerne brugte, modstår pålideligt den tid, der kræves for at sprænge sikringerne og afbryde UMZCH'en fra strømkilden.
Spole L1 er viklet i ét lag på en toroidformet ramme med en ydre diameter på 20, en indvendig diameter på 10 og en højde på 10 mm og indeholder 28 vindinger PEV-2 1.0 ledning.
I UMZCH er det tilrådeligt at bruge KR544UD2A op amp, som den mest bredbåndede indenlandske op amp med intern frekvenskorrektion. Transistorer KT3108A er udskiftelige med KT313A, KT313B og KP912B med KP912A og KP913, KP920A.

Højkvalitets effektforstærker

Ved udformningen af ​​forstærkeren beskrevet nedenfor, blev Kvod-405-forstærkeren taget som grundlag, idet den med succes kombinerede høje tekniske egenskaber og kredsløbsenkelhed. Blokdiagram Forstærkeren forblev stort set uændret, kun enheder til beskyttelse af transistorerne i udgangstrinnet mod overbelastning blev udelukket. Praksis har vist, at enheder af denne art ikke helt eliminerer transistorfejl, men ofte introducerer ikke-lineære forvrængninger ved maksimal udgangseffekt. Transistorstrømmen kan begrænses på andre måder, for eksempel ved at bruge overstrømsbeskyttelse i spændingsstabilisatorer. Samtidig synes det tilrådeligt at beskytte højttalere i tilfælde af fejl på forstærkeren eller strømforsyningerne. For at forbedre forstærkerens symmetri er udgangstrinnet lavet på et komplementært par transistorer, og for at reducere ikke-lineære trinformede forvrængninger er dioder VD5, VD6 inkluderet mellem baserne af transistorer VT9, VT10. Dette sikrer en ret pålidelig lukning af udgangstrinstransistorerne i fravær af et signal. Indgangskredsløbet er blevet lidt ændret. Den ikke-inverterende indgang på op-amp DA1 blev brugt som et signalsignal, hvilket gjorde det muligt at øge forstærkerens indgangsmodstand (den bestemmes af modstanden R1 og er lig med 100 kOhm.) Det skal være bemærkede dog, at selv i den ikke-inverterende version forbliver stabiliteten af ​​forstærkeren høj. For at forhindre, at højttalerne klikker på grund af tændingstransienter, og for at beskytte højttalerne mod DC spænding Når forstærkeren eller strømforsyningen svigter, bruges en enkel, gennemprøvet enhed (VT6 - VT8), der anvendes i industriforstærkeren "Brig - 001". Når denne enhed udløses, lyser en af ​​lamperne HL1, HL2, hvilket signalerer tilstedeværelsen af ​​en DC-spænding af en eller anden polaritet ved udgangen af ​​forstærkeren. Dybest set adskiller kredsløbet af den beskrevne forstærker sig ikke fra kredsløbet af "Kvod -405" forstærkeren. Spolerne er viklet med PEV-2 1.0 wire på rammer med en diameter på 10 mm og indeholder: L1 og L3 - 50 vindinger hver (induktans - 5...7 μH), L2 - 30 vindinger (3 μH).
I stedet for dem, der er angivet i diagrammet, kan forstærkeren bruge op-amps K574UD1B, K574UD1V, K544UD2, og også (med en vis forringelse af parametrene) K544UD1 og K140UD8A - K140UD8V; transistorer KT312V, KT373A(VT2), KT3107B, KT3107I, KT313B, KT361V, KT361K (VT1, VT3, VT4), KT315V (VT6, VT8), KT801A, KT801. Hver af KT825G-transistorerne kan udskiftes med komposittransistorer KT814V, KT814G+KT818V, KT818G og KT827A med komposittransistorer KT815V, KT815G+KT819V, KT819G. Dioder VD3 - VD6, VD11, VD12 - ethvert silicium med en maksimal fremadgående strøm på mindst 100 mA, VD7 - VD10 - det samme, men med maksimal strøm ikke mindre end 50 mA. I mangel af KS515A zenerdioder er det tilladt at bruge D814A, D814B eller KS175A zenerdioder forbundet i serie.

Maksimal udgangseffekt, W, til en belastning på 4 Ohm..... 2x70
Nominel indgangsspænding, V................................... 0,2
Øvre grænse for frekvensområdet, kHz................................... 50
Udgangsspændingsdrejningshastighed, V/µs......5.5
Signal-til-støj-forhold (uvægtet), dB......................................... 80
Harmonisk koefficient, %, ikke mere, .......................................... ....0, 05

Forstærker med multi-loop feedback

Vigtigste tekniske egenskaber:
Nominelt frekvensområde, Hz, ................................... 20...20000
Nominel belastningsmodstand, Ohm......................................... 4
Nominelt (maksimalt) output. effekt, W, med belastningsmodstand, ohm:
4 .................................................................................. 70(100)
8 ........................................................................................40(60)
Frekvensområde, Hz, ................................................... ...... ........ 5...100000
Udgangsspændingsstigningshastighed, V/µs, ikke mindre... 15 Harmonisk koefficient, %, ikke mere, ved frekvens, Hz:
20...5000 .................................................................................. 0,001
10000 ................................................................................ 0,003
20000 ................................................................................. 0,01
Harmonisk koefficient, %, ikke mere, ...................................... 0,01
Nominel indgangsspænding, V......................................... ...... 1
Indgangsimpedans, kOhm, min......................................... ......... 47
Det første trin er samlet på en operationsforstærker (op-amp) DA1, resten - på transistorer (det andet og tredje - på henholdsvis VT1, VT3, det fjerde - på VT8, VT11 og VT10, VT12, det femte - på VT13, VT14). I det fjerde (præ-finale) trin bruges transistorer af forskellige strukturer, forbundet i henhold til et sammensat emitterfølgerkredsløb, som gjorde det muligt at indføre lokal feedback i det og dermed øge lineariteten og reducere udgangsmodstanden. For at reducere forbigående forvrængning ved høje frekvenser udgangstrinnet fungerer i AB-tilstand, og modstanden af ​​forspændingskredsløbsmodstandene (R30, R33) er begrænset til 15 ohm. Alle transistortrin i forstærkeren er dækket af en lokal feedback-loop med en dybde på mindst 50 dB. OOS-spændingen fjernes fra udgangen af ​​forstærkeren og føres gennem deleren R10R12 ind i emitterkredsløbet på transistoren VT1. Frekvenskorrektion og stabilitet i OOS-kredsløbet leveres af kondensator C4. Indførelsen af ​​lokal OOS gjorde det muligt, selv med de mest ugunstige kombinationer af forstærkningsegenskaber af transistorer, at begrænse den harmoniske koefficient for denne del af forstærkeren til 0,2%. Beskyttelsesanordningen består af en trigger på transistorerne VT6, VT7 og et tærskelelement på transistoren VT9. Så snart strømmen gennem en af ​​udgangstransistorerne overstiger 8...9 A, åbner transistoren VT9, og dens kollektorstrøm åbner udløsertransistorerne VT6, VT7.

AF effektforstærker

AF-forstærkeren, der tilbydes radioamatørers opmærksomhed, har meget lave harmoniske og intermodulationsforvrængningskoefficienter, den er relativt enkel og kan modstå kortvarig kortslutning i belastningen, kræver ikke fjernelementer til termisk stabilisering af strømmen af ​​udgangstrinstransistorerne.
Vigtigste tekniske egenskaber:
Maksimal effekt ved en belastning på 4 ohm, W........................................ 80
Nominelt frekvensområde, Hz...................20....20000
Harmonisk forvrængning ved maksimal udgangseffekt 80 W, %, ved frekvens:
1 kHz ................................................... ................................... 0,002
20..................................................................................... 0,004
Intermodulationsforvrængningskoefficient, %...................0,0015
Udgangsspændingsdrejningshastighed, V/µs...................................40
For at øge indgangsmodstanden blev transistorerne VT1, VT2 indført i AF-forstærkeren. Dette lettede driften af ​​op-amp DA1 og gjorde det muligt at sikre en stabil base-emitter-spænding på transistorerne VT3, VT4, når temperaturen ændres.
Modstand R14 indstiller symmetrien af ​​armene på forstærkerens udgangstrin.

Simpel effektforstærker

Vigtigste tekniske egenskaber:
Indgangsspænding, V......................................................... ......................1.8
Indgangsimpedans, kOhm.................................................. ..........10
Nominel udgangseffekt, W, ................................... 90
Nominelt frekvensområde, Hz................................ 10...20000
Harmonisk koefficient, %, ved frekvens, Hz:
200 .................................................................................... 0,01
2000 ............................................................................ 0,018
20000 ............................................................................... 0,18
Relativt støjniveau, dB, ikke mere........................... -90
Udgangsspændingsdrejningshastighed, V/µs................................... 17
Effektforstærkeren består af et spændingsforstærkningstrin på en højhastigheds op-amp DA1 og en udgangskaskade på transistorerne VT1 - VT4. Transistorerne i det komplementære par af det præ-terminale trin (VT1 - VT2) er forbundet i henhold til et kredsløb med en fælles base, og det sidste trin (VT3 - VT4) - med en fælles emitter. Denne inklusion af kraftige sammensatte transistorer i det sidste trin giver signalforstærkning ikke kun i strøm, men også i spænding. Symmetrien af ​​armene på udgangstrinnet hjælper med at reducere de ikke-lineære forvrængninger, der indføres af forstærkeren. Til samme formål er den dækket af et fælles OOS-kredsløb, hvis spænding fjernes fra forstærkerens udgang og via modstand R3 tilføres den ikke-inverterende indgang på op-ampen. Kondensatorer C4, C5, shuntmodstande R6, R7 reducerer trinlig forvrængning. R12C6-kredsløbet forhindrer selvexcitering af forstærkeren i området med højere lydfrekvenser og øger stabiliteten af ​​dens drift under belastningens reaktive natur. Forstærkningen afhænger af forholdet mellem modstandene af modstande R2, R3. Med de pålydende værdier angivet i diagrammet er det lig med 10.
Enhver ustabiliseret bipolær kilde med en spænding på 25...45 V er velegnet til at drive forstærkeren I stedet for KT503D transistorer, kan du bruge KT503E, i stedet for KT502D - KT502E. Transistorer KT827B og KT825D kan erstattes af sammensatte transistorer henholdsvis KT817G + KT819GM ​​og KT816G + KT818GM.

200 W effektforstærker med strømforsyning

Vigtigste tekniske egenskaber:
Nominelt frekvensområde, Hz................................... 20...20000
Maksimal udgangseffekt, W, i en belastning på 4 ohm........ 200
Harmonisk koefficient, %, med udgangseffekt 0,5...150 W ved frekvens, kHz
1 ..........................................................................................0,1
10 .................................................................................... 0,15
20 .................................................................................... 0,2
Effektivitet, %........................................................ ............................................................ ...... 68
Nominel indgangsspænding, V......................................... ...... 1
Indgangsimpedans, kOhm.................................................. ..... 10
Udgangsspændingsdrejningshastighed, V/µs........................................... 10
Forforstærkningstrinnet er lavet på en højhastigheds op-amp DA1 (K544UD2B), som sammen med den nødvendige spændingsforstærkning sikrer stabil drift af forstærkeren med dyb feedback. Feedbackmodstand R5 og modstand R1 bestemmer forstærkerens forstærkning. Udgangstrinnet er lavet ved hjælp af transistorer VT1 - VT8. Zenerdioder VD1, VD2 stabiliserer op-amp forsyningsspændingen, som samtidig bruges til at skabe den nødvendige forspænding af udgangstrinnet. Kondensatorer C4, C5 er korrigerende. Efterhånden som kapacitansen på kondensator C5 øges, øges forstærkerens stabilitet, men samtidig øges ikke-lineære forvrængninger, især ved højere lydfrekvenser. Forstærkeren forbliver i drift, når forsyningsspændingen reduceres til 25 V.
En konventionel bipolær strømforsyning kan bruges som strømkilde, kredsløbsdiagram hvilke Kraftige komposittransistorer VT7 og VT8, forbundet i henhold til emitterfølgerkredsløbet, giver ret god filtrering af forsyningsspændingsbølger med netfrekvensen og stabilisering af udgangsspændingen takket være zenerdioderne VD5 - VD10 installeret i transistorens basiskredsløb. Elementerne L1, L2, R16, R17, C11, C12 eliminerer muligheden for højfrekvent generering. Modstande R7, R12 af strømforsyningen er et segment kobbertråd PEL, PEV-1 eller PELSHO med en diameter på 0,33 og en længde på 150 mm, viklet på kroppen af ​​MLT-1 modstanden. Krafttransformatoren er lavet på en ringformet magnetisk kerne lavet af elektrisk stål E320, 0,35 mm tyk, strimmelbredde 40 mm, indvendig diameter af magnetkerne 80, udvendig diameter 130 mm. Netværksviklingen indeholder 700 vindinger PELSHO 0,47 ledning, sekundærviklingen indeholder 2x130 vindinger PELSHO 1,2 mm ledning.
I stedet for K544UD2B op-amp kan du bruge K544UD2A, K140UD11 eller K574UD1. Hver af KT825G-transistorerne kan udskiftes med sammensatte transistorer KT814G, KT818G og KT827A med komposittransistorer KT815G, KT819G. Dioder VD3 - VD6 UMZCH kan udskiftes med alle højfrekvente siliciumdioder, VD7, VD8 - med alle siliciumdioder med en maksimal fremadgående strøm på mindst 100 mA. I stedet for KS515A zenerdioder kan du bruge D814A (B, C, D, D) og KS512A zenerdioder forbundet i serie.

BP

En lavfrekvent forstærker (LFA) er en enhed til forstærkning af elektriske svingninger svarende til det frekvensområde, der kan høres for det menneskelige øre, dvs. LFA'en skal forstærke i frekvensområdet fra 20 Hz til 20 kHz, men nogle VLF'er kan have et område på op til til 200 kHz. ULF kan samles som en separat enhed eller bruges i flere komplekse enheder- TV, radioer, radioer mv.

Det særlige ved dette kredsløb er, at ben 11 på TDA1552-mikrokredsløbet styrer driftstilstandene - Normal eller MUTE.

C1, C2 - pass-through-blokerende kondensatorer, der bruges til at afskære den konstante komponent af det sinusformede signal. Elektrolytiske kondensatorer Det er bedre ikke at bruge det. Det er tilrådeligt at placere TDA1552-chippen på en radiator ved hjælp af varmeledende pasta.

I princippet er de præsenterede kredsløb bro, fordi der i det ene hus af TDA1558Q mikroenheden er 4 forstærkningskanaler, så ben 1 - 2 og 16 - 17 er forbundet i par, og de modtager inputsignaler fra begge kanaler gennem kondensatorerne C1 og C2. Men hvis du har brug for en forstærker til fire højttalere, så kan du bruge kredsløbsmuligheden nedenfor, selvom effekten bliver 2 gange mindre pr. kanal.

Grundlaget for designet er TDA1560Q klasse H mikrosamling. Den maksimale effekt af denne ULF når 40 W med en belastning på 8 ohm. Denne effekt leveres af cirka det dobbelte af den øgede spænding på grund af driften af ​​kondensatorerne.

Udgangseffekten af ​​forstærkeren i det første kredsløb samlet på TDA2030 er 60W ved en belastning på 4 Ohm og 80W ved en belastning på 2 Ohm; TDA2030A 80W ved 4 ohm belastning og 120W ved 2 ohm belastning. Det andet kredsløb af den betragtede ULF er allerede med en udgangseffekt på 14 Watt.

Dette er en typisk to-kanals ULF. Med lidt ledninger af passive radiokomponenter kan denne chip bruges til at bygge en fremragende stereoforstærker med en udgangseffekt på 1 W pr. kanal.

TDA7265 microassembly er en ret kraftig to-kanals Hi-Fi klasse AB forstærker i en standard Multiwatt pakke mikrokredsløbet har fundet sin niche i højkvalitets stereoteknologi, Hi-Fi klasse. Det enkle koblingskredsløb og fremragende parametre gjorde TDA7265 til en perfekt afbalanceret og fremragende løsning til at bygge amatørradioudstyr af høj kvalitet.

Mikromodulet er en quad klasse AB-forstærker designet specielt til brug i bilstereoenheder. Baseret på denne chip kan du bygge flere kvalitetsmuligheder ULF bruger et minimum af radiokomponenter. Mikrokredsløbet kan anbefales til begyndere radioamatører til hjemmemontering af forskellige højttalersystemer.

Den største fordel ved forstærkerkredsløbet på denne mikrosamling er tilstedeværelsen af ​​fire kanaler uafhængige af hinanden. Denne effektforstærker fungerer i AB-tilstand. Den kan bruges til at forstærke forskellige stereosignaler. Hvis det ønskes, kan du oprette forbindelse til højttalersystem bil eller personlig computer.

TDA8560Q er blot en mere kraftfuld analog til TDA1557Q-chippen, som er almindeligt kendt af radioamatører. Udviklerne har kun styrket udgangstrinnet, takket være hvilket ULF er perfekt egnet til en to-ohm belastning.

LM386 microassembly er en færdiglavet effektforstærker, der kan bruges i design med lav forsyningsspænding. For eksempel når kredsløbet strømforsynes fra et batteri. LM386 har en spændingsforstærkning på omkring 20. Men ved at tilslutte eksterne modstande og kapacitanser kan forstærkningen justeres op til 200, og udgangsspændingen bliver automatisk lig med halvdelen af ​​forsyningsspændingen.

LM3886 microassembly er en højkvalitetsforstærker med en udgangseffekt på 68 watt i en 4 ohm belastning eller 50 watt i 8 ohm. I topøjeblikket kan udgangseffekten nå 135 W. Et bredt spændingsområde fra 20 til 94 volt kan anvendes til mikrokredsløbet. Desuden kan du bruge både bipolære og unipolære strømforsyninger. ULF harmoniske koefficient er 0,03%. Desuden er dette over hele frekvensområdet fra 20 til 20.000 Hz.

Kredsløbet bruger to IC'er i en typisk forbindelse - KR548UH1 som en mikrofonforstærker (installeret i PTT-switchen) og (TDA2005) i en broforbindelse som en endelig forstærker (installeret i sirenehuset i stedet for det originale kort). En modificeret alarmsirene med magnethoved bruges som akustisk emitter (piezo-emittere er ikke egnede). Modifikationen består i at skille sirenen ad og smide den originale diskanthøjttaler ud med en forstærker. Mikrofonen er elektrodynamisk. Ved brug af en elektretmikrofon (f.eks. fra kinesiske håndsæt), skal forbindelsespunktet mellem mikrofonen og kondensatoren forbindes via en ~4,7K modstand til +12V (efter knappen!). 100K modstanden i K548UH1 feedbackkredsløbet er bedre indstillet med en modstand på ~30-47K. Denne modstand bruges til at justere lydstyrken. Det er bedre at installere TDA2004-chippen på en lille radiator.

Test og betjen - med emitteren under motorhjelmen og PTT i kabinen. Ellers er hvining på grund af selvophidselse uundgåelig. En trimmermodstand indstiller lydstyrken, så der ikke er stærk lydforvrængning og selv-excitering. Hvis lydstyrken er utilstrækkelig (f.eks. en dårlig mikrofon), og der er en klar reserve af emittereffekt, kan du øge forstærkningen af ​​mikrofonforstærkeren ved flere gange at øge værdien af ​​trimmeren i feedbackkredsløbet (den iht. 100K kredsløbet). På en god måde ville vi også have brug for en primabas, der ville forhindre kredsløbet i at excitere selv - en form for faseskiftende kredsløb eller et filter til excitationsfrekvensen. Selvom ordningen fungerer fint uden komplikationer